Mejora de las prestaciones de los convertidores de potencia para máquinas de reluctancia conmutada aplicadas a vehículo eléctrico.

eman ta zabal zazu Universidad del País Vasco Euskal Herriko Unibertsitatea Escuela de Ingenier´ıa de Bilbao Departamento de Tecnolog´ıa Electr´onica TESIS DOCTORAL. Mejora de las Prestaciones de los Convertidores de Potencia para M´aquinas de Reluctancia Conmutada aplicadas al Veh´ıculo El´ectrico Autor: David Cabezuelo Romero Directores: Dr. Jon Andreu Larra˜naga, Dr. I˜nigo Kortabarria Iparragirre Bilbao, Septiembre 2020 (cc)2020 DAVID CABEZUELO ROMERO (cc by 4.0) i . Iratiri, etxekoei eta lagunei. asdf. Esfu´erzate en hacer que tu libro cubra una necesidad y que esa utilidad te mejore. S´olo as´ı es perfecto. – Girolamo Cardano – . ...eta neure buruaz beste... bat egitea... beste bat egitea. – Anari – ii Agradecimientos En primer lugar, me gustar´ıa dar las gracias al Grupo de Investigaci´on en Electr´onica Aplicada (APERT) por acoger a un profano, por la confianza mostrada y la ayuda prestada. En especial a mis directores Jon Andreu e I˜nigo Kortabarria, gracias por ser el farolillo que iluminaba la l´obrega galer´ıa que a veces ha sido este camino. Gracias a I˜nigo Mart´ınez de Alegr´ıa, Edorta Ibarra, Jos´e Ignacio Garate y Unai Ugalde, capataces del grupo, por indicarme d´onde y c´omo golpear al electr´on para sacarle chispas. No quisiera dejar de lado a los integrantes m´as esenciales de APERT, aquellos que pico y pala sacan carretas de ideas y conclusiones de la mina de conocimiento que es el laboratorio. Gracias Markel Fern´andez y Endika Robles por los chascarrillos y las miradas c´omplices en la cantina. Y un sincero abrazo a mis compa˜neros de galer´ıa: Asier Matallana, Igor Villalta e Iker Aretxabaleta. Las largas conversaciones en la carreta al salir y entrar a la peonada me insuflaban fuerzas. Os deseo lo mejor. Sin olvidarme de aquellos que, habiendo dejado la mina, no dejan de frecuentar la cantina e incluso de arrimar el hombro con alg´un que otro barreno, un abrazo a Iraide Lopez, Itxaso Aranzabal y Julen Gomez-Cornejo. Quiero tambi´en mentar a Baldu´ı Blanqu´e y a Pere Andrada, por mostrarme c´omo se excava en Vilanova y, especialmente, ense˜narme que con organizaci´on no hay electr´on que se resista a un buen pico. Durante la Tesis, a veces, la vista no alcanza m´as all´a de la mina. Sin embargo, el Sol de fuera estimula m´as que cualquier candil. No puedo olvidar a mi kuadrilla: Andoni, Jokin, Dani, Alberto y Aitor. Siempre me hab´eis animado y apoyado, sois los mejores. Y quiero tambi´en acordarme de mis amigos de Bilbo: Txekas, Urreta, Araia, Ainara, Usue, Nerea, Miriam, Mar´ıa y Shukhrat. Me hab´eis salvado m´as iv Agradecimientos de lo que cre´eis. Me dejo gente por el camino, pero no me olvido. Gracias a mis amigos de la infancia de Zarautz, a mis amigos de Carcabuey, a Koldo y a Ellande. Por todas esas cervezas, vinos y charcos que nos hemos tomado, y por las que quedan. A mi familia. Mi padre y mi madre, rocas a las que siempre me he podido agarrar en tempestades y aquellos que me han mostrado su infinito cari˜no. No ser´ıa quien soy sin vosotros, os quiero. Ezin ahaztu nire familia berria. Maite, Joxemi, Izaro, Teresa eta Bartolo. Eskerrik asko zuen bihotzetara egin didazuen harrera onagatik, nire parte zarete orain eta berdin sentitzen naiz ni ere. Irati, niretzako eredu izan zara. Bihotzez, eskerrik asko. En Bilbo, Septiembre de 2020. Abstract Considering the increasing regulations on emissions, fuel economy and the increasingly involved society on the necessity of protecting the environment, the Electric Vehicle (EV) is attracting a great attention of politicians, consumers and the automotive sector. Permanent Magnet Synchronous Machine (PMSM) has been the dominant motor drive option technology for traction, due to its high power density and high efficiency. Nonetheless, this technology depends on the rare-earth supply for the permanent magnets, of which reserves are concentrated in China, and whose mining is abide by political interests beyond any economical/technological interest. Owing to this situation, the costs of rare-earth magnets have suffered an incredible rise on last years, and EVs represent a cost-sensitive market. In this context, the choice of a rare-earth free electrical machine alternative is an important issue. This alternative must be able to satisfy the objectives of efficiency, robustness, power density, simplicity of control and costs set by the international organisations. Or, failing that, must show a potential to fulfil in the short/medium term. Among all the considered rare earth-free machine alternatives, switched reluctance machines (SRMs) are considered the most promising candidates for the next generation of EVs. This is mainly due to features such as their simple structure, control flexibility, high efficiency, low costs and robustness. However, a systemwide look reveals another important pitfall to overcome: the large amount of magnetic energy stored in the windings, which is transferred back and forth between the DC source and the SRM through the power converter, causing considerable current peaks. This fact calls for larger DC-link capacitors than would be needed should the current behave less violently, which increases the volume and cost of the converters. Faced with this problem, it is convenient to investigate solutions that minimize vi Abstract the structure of the converter. In this thesis, solutions that are aimed at reducing the size of the capacitor without having to make structural changes to the SRM power converter are provided. For this purpose, an exhaustive analysis of the state of the SRM technology is carried out in order to determine the options of converter topology, control/modulation and capacitor technology that offers the best performance. Based on the analysis carried out, a novel modulation technique, which forces the exchange of energy between phases while decreasing the energy transfer between the DC bus and the SRM, is proposed, developed and tested. This enhanced modulation scheme has been named Synchronized Switching Modulation (SSM). The reduction in current achieved on the DC bus has two direct consequences on the capacitor. On the one hand, it allows to reduce its size, thus reducing the costs and volume of the capacitors to be integrated in the DC bus. On the other hand, this current reduction results in less thermal stress, which increases the service life of the capacitors. This second aspect is also analysed in this thesis into a study on lifetime models, accumulated damage models and reliability. Completing, thus, the analysis of the developed SSM algorithm. The results obtained by the SSM algorithm are positive. It shows an average improvement in the DC bus current of the power converter by up to 16 %, allowing a reduction of 20.8 % in the required capacitance considering the worst operating point, and an increase in efficiency of up to 6 %. This reduction in the current is also enough to achieve a 13.83 % of lifetime increasing of the DC bus capacitor. Having a reliable life model is both very important and complicated. However, the real operation of an EV is dynamic and the effect of applying the SSM depends on many other factors (EV model, application of the EV, driving cycle, capacitor model, etc.). In this context, finally, a methodology is also proposed to predict the lifetime of a capacitor from the current load it delivers, i.e. the set of operational points (or driving cycle) in which the electric drive is working. Resumen Con unas normativas sobre emisi´on y consumo energ´etico cada vez m´as restrictivas y una conciencia social cada vez m´as implicada en la necesidad de proteger el medio ambiente, los veh´ıculos el´ectricos (EVs) est´an atrayendo cada vez m´as la atenci´on del sector de la automoci´on, pol´ıtico y de los consumidores. Los motores s´ıncronos de imanes permanentes (PMSMs), debido a su gran densidad de potencia y eficiencia, han sido la tecnolog´ıa de tracci´on dominante desde la d´ecada de los a˜nos 90. No obstante, estos motores son fabricados a partir de tierras raras. Las reservas de estos recursos son limitadas y su extracci´on provoca un gran impacto medioambiental. Por otra parte, los costes de los imanes basados en tierras raras han sufrido un incremento significativo en los ´ultimos a˜nos. En este sentido, hay que constatar que el de los EVs es un mercado muy sensible con respecto a los costes. En este contexto, la elecci´on de una alternativa de m´aquina el´ectrica libre de tierras raras es una cuesti´on importante. Esta alternativa debe ser capaz de satisfacer los objetivos de eficiencia, robustez, densidad de potencia, simplicidad de control y costes establecidos por los distintos organismos internacionales. O en su defecto, mostrar un potencial para cumplir a corto/medio plazo. De entre todas las alternativas de m´aquinas libres de tierras raras, las m´aquinas de reluctancia conmutada (SRMs) son consideradas las candidatas m´as prometedoras para la pr´oxima generaci´on de EVs. ´ Esto es debido, principalmente, a que poseen caracter´ısticas tales como una estructura simple, flexibilidad de control, alta eficiencia, bajos costes y robustez para funcionar en condiciones de fallo. Sin embargo, a causa del intercambio de grandes cantidades de energ´ıa magn´etica entre los devanados y la fuente de energ´ıa, es necesario incorporar grandes condensadores en el bus DC. Como consecuencia, se produce un aumento tanto del volumen como de los costes de los convertidores de potencia empleados. Ante este problema, es conveniente investigar soluciones que aborden o que mini- Lista de Tablas Parte I Introducci´on y tecnolog´ıa del veh´ıculo el´ectrico Cap´ıtulo 1 Introducci´on 1.1 Contexto de la tesis El trabajo de investigaci´on que ha dado como resultado la presente tesis doctoral se ha desarrollado en el Grupo de Investigaci´on en Electr´onica Aplicada APERT (Aplied Electronics Reseach Team) del departamento de Tecnolog´ıa Electr´onica de la Universidad del Pa´ıs Vasco/Euskal Herriko Unibertsitatea (UPV/EHU). Las actividades de investigaci´on de este grupo se enmarcan, principalmente, en las siguientes l´ıneas: •Circuitos reconfigurables y sistemas en un ´unico chip (System on Chop, SoC): esta l´ınea est´a orientada al estudio y al desarrollo de sistemas digitales optimizados para l´ogica reconfigurable. Para ello, la investigaci´on se centra en en el uso de FPGAs (Field Programmable Gate Arrays) de pr´oxima generaci´on de alta capacidad para integrar sistemas digitales en un solo circuito, as´ı como en el uso de su capacidad de reconfiguraci´on: dise˜no orientado a la s´ıntesis, arquitecturas y n´ucleos de interconexi´on, mejora de los niveles de seguridad (safety) y t´ecnicas de tolerancia a fallos (SEUs). Adem´as, hay una l´ınea de investigaci´on en los circuitos digitales de comunicaci´on para la industria 4.0. •Circuitos de control y potencia para convertidores de energ´ıa: esta l´ınea de investigaci´on est´a orientada al dise˜no y estudio de convertidores de potencia para la generaci´on, conversi´on, almacenamiento y transmisi´on de energ´ıa el´ectrica. Actualmente, el grupo est´a trabajando en las siguientes l´ıneas de investigaci´on: 4 Introducci´on – Veh´ıculo El´ectrico: esta l´ınea de investigaci´on estudia y desarrolla mejoras en la eficiencia, el control y los sistemas de refrigeraci´on de los inversores y convertidores de energ´ıa, as´ı como en nuevos sistemas de tracci´on de los veh´ıculos el´ectricos. – Electr´onica de potencia para aceleradores de part´ıculas: esta l´ınea de investigaci´on analiza las fuentes de alimentaci´on y su control aplicado a los aceleradores de part´ıculas destinados a la investigaci´on cient´ıfica y a las aplicaciones m´edicas. Esta tesis se encuadra dentro de la segunda l´ınea de investigaci´on, es decir, la de circuitos de control y potencia para convertidores de energ´ıa. Y m´as concretamente, integrada dentro de la investigaci´on de nuevas tecnolog´ıas del tren de potencia de los veh´ıculos el´ectricos. El trabajo realizado en esta tesis ha servido, a su vez, para dotar de contenido en los siguientes proyectos de investigaci´on: •Sistema de propulsi´on para coche el´ectrico h´ıbrido basado en pila de combustible, bater´ıa y supercondensadores (ELECTRICARP). Referencia: DPI2014-53685-C2-2-R Entidad financiadora: Ministerio de Econom´ıa y Competitividad (Programa Estatal de I+D+i Orientada a los Retos de la Sociedad) Entidades participantes: Universidad del Pa´ıs Vasco (UPV/EHU), Universidad Carlos Tercero de Madrid (UC3M) Duraci´on, desde: Enero 2015 hasta: Junio 2018 Cuant´ıa: 96800 e Investigador responsable: Jon Andreu Larra˜naga N´umero de investigadores: 12 Este proyecto coordinado integra las capacidades de dos equipos de investigaci´on de la Universidad Carlos III de Madrid y la Universidad del Pa´ıs Vasco. El proyecto aborda el sistema de propulsi´on, el almacenamiento y la gesti´on de la energ´ıa (powertrain) de los veh´ıculos el´ectricos h´ıbridos (Hybrid Electric Vehicles, HEVs) basados en c´elulas de combustible, bater´ıas y supercondensadores. En el subproyecto del Grupo APERT, la investigaci´on se centra en el sistema de propulsi´on del veh´ıculo, formado principalmente por el inversor y el motor, incluyendo el sistema de refrigeraci´on. Los objetivos principales son: a) desarrollar una t´ecnica de modulaci´on h´ıbrida basada en una combinaci´on de modulaci´on vectorial y cancelaci´on arm´onica junto su aplicaci´on en una plataforma en tiempo real; b) dise˜no, fabricaci´on y validaci´on de un inversor de rendimiento optimizado, basado en la paralelizaci´on de IGBTs discretos de nuevos materiales semiconductores (SiC y 1.1 Contexto de la tesis 5 GaN); c) desarrollo de una plataforma/demostrador de investigaci´on flexible que facilite el estudio del sistema de tracci´on completo ante distintas especificaciones del veh´ıculo. •Key technologies for New Concepts of Urban Electric Transport (KT4eTRANS), programa ELKARTEK. Referencia: KK-2015/00047 y KK-2016/00061 Entidad financiadora: Eusko Jaurlaritza/Gobierno Vasco (ELKARTEK) Entidades participantes: IRIZAR-CREATIO (l´ıder del consorcio), CEIT, CIDETEC, TECNALIA y APERT (UPV/EHU) Duraci´on, desde: Septiembre 2015 hasta: Diciembre 2017 Cuant´ıa: 71264 e Investigador responsable: Jon Andreu Larra˜naga N´umero de investigadores: 16 El objetivo de este proyecto es explorar nuevos conceptos para la movilidad urbana electrificada, concibiendo nuevos veh´ıculos de transporte urbano basados en las futuras necesidades de movilidad y servicios para la red de Smart City. Se hace hincapi´e en las siguientes tecnolog´ıas: recarga ultra r´apida y la infraestructura necesaria para integrarla en la red el´ectrica, tecnolog´ıas de almacenamiento de energ´ıa de nueva generaci´on para el entorno interurbano, electr´onica incorporada para el tren de tracci´on, as´ı como mantenimiento predictivo. El objetivo particular del equipo de investigaci´on del Grupo APERT es maximizar la densidad energ´etica del sistema de propulsi´on, desarrollando nuevas y ´optimas soluciones de refrigeraci´on para la etapa de potencia. •Dise˜no de un Inversor para Motor de Reluctancia S´ıncrona en Aplicaciones de Automoci´on (VENUS). Referencia: Art. 83 LOU Entidad financiadora: Fagor Electr´onica Entidades participantes: Universidad del Pa´ıs Vasco (UPV/EHU Duraci´on, desde: Junio 2015 hasta: Febrero 2016 Cuant´ıa: 50000 e Investigador responsable: Jon Andreu Larra˜naga N´umero de investigadores: 7 6 Introducci´on El objetivo de este proyecto es realizar el dise˜no de un convertidor de potencia trif´asico para su utilizaci´on en el control de un motor de reluctancia s´ıncrona a partir de la tensi´on continua proporcionada por un conjunto de bater´ıas. El circuito electr´onico est´a formado por m´odulos de potencia con configuraci´on SRM, los sistemas de disparo y disipaci´on de potencia necesarios. La aplicaci´on en la que se utilizar´a el dise˜no citado es la del veh´ıculo el´ectrico. A continuaci´on, se introducir´a el tema tratado en la presente tesis. Despu´es, se presentar´an los objetivos de la tesis y, finalmente, se describir´a la estructura del documento. 1.2 Introducci´on a la tesis El uso de la energ´ıa el´ectrica para la propulsi´on de veh´ıculos no es nada nuevo, en la primera mitad del siglo XIX ya se hab´ıan inventado las principales tecnolog´ıas de veh´ıculos a motor: motor a vapor, motor de combusti´on interna y motor el´ectrico. Antes de comenzar el siglo XX (en el a˜no 1897) llegaron a Nueva York, de la mano de una compa˜n´ıa de taxis, las primeras flotas de veh´ıculos el´ectricos con bater´ıas (Battery Electric Vehicles, BEVs), siendo el el´ectrico el veh´ıculo preferido de la ´epoca [?]. Con la idea de aprovechar las ventajas de cada tecnolog´ıa de veh´ıculo, se opt´o por unir las tecnolog´ıas de motor de combusti´on interna y de motor el´ectrico, formando, as´ı, un veh´ıculo el´ectrico h´ıbrido (Hybrid Electric Vehicle, HEV). En 1900 y 1903 se desarrollaron la “configuraci´on en serie” y la “configuraci´on paralelo” de manos de Ferdinand Porche y Henri Pieper, respectivamente. Ambas arquitecturas de veh´ıculo h´ıbrido siguen us´andose hoy d´ıa, lo cual demuestra lo avanzada que estaba la tecnolog´ıa de aquella ´epoca. No obstante, tanto la gradual bajada del precio del petr´oleo como el gran n´umero de bater´ıas que requer´ıan los EVs para viajes largos, hicieron que la venta de ´estos fuera disminuyendo en las primeras d´ecadas del siglo XX. Desde entonces, se dieron varias coyunturas que derivaron en la racionalizaci´on o escasez del petroleo (Segunda Guerra Mundial, embargo de 1973, crisis de 1979, Guerra del Golfo, etc.). Todos estos hecho, hicieron repuntar el inter´es hacia los veh´ıculos el´ectricos. Sin embargo, no han sido estas crisis sino la presi´on social la que ha ido empujando a las administraciones hacia controles de contaminaci´on y leyes m´as restrictivas (como por ejemplo, el programa Air Pollution Control Act de 1955, el Clean Air Act de 1970 o el Zero Emission Vehicle Mandate de 1998) y a la industria automovil´ıstica hacia veh´ıculos m´as respetuosos con el medio 1.2 Introducci´on a la tesis 7 ambiente [?]. El transporte es uno de los sectores que m´as contribuye a las emisiones de gas de efecto invernadero, produciendo aproximadamente el 28 % del total [?], de los cuales, el 75 % de las emisiones se deben al transporte por carretera [? ? ]. En la segunda mitad del siglo XX, la protecci´on ambiental se convirti´o en una de las principales preocupaciones de los agentes sociales y pol´ıticos, as´ı como de la comunidad cient´ıfica. Actualmente, las emisiones de gas invernadero, la escasez de combustibles f´osiles y la volatilidad de su precio o la alta contaminaci´on en las ciudades est´an acelerando el desarrollo de sistemas de energ´ıa m´as eficientes, sostenibles y renovables [?]. La opci´on mejor posicionada para sustituir masivamente a los autom´oviles tradicionales, con motores de combusti´on interna, del mercado a medio y largo plazo es el veh´ıculo el´ectrico, m´as concretamente el BEV [?]. En este contexto, y atendiendo al escenario del IEA Energy Technology Perspective BLUE Map, los veh´ıculos el´ectricos (tanto BEVs como veh´ıculos el´ectricos h´ıbrido enchufables (Plug-in Hybrid Electric Vehicle, PHEV)) contribuir´an a reducir las emisiones de CO2producidas por los veh´ıculos ligeros en, aproximadamente, un 30 % para el a˜no 2050 [?]. En consecuencia, se espera que las ventas de PHEVs y BEVs alcancen los 100 millones de unidades en 2050 (ver figura ??) [?]. Seg´un la base de datos de ventas mundiales de EVs [?], la flota mundial de PHEVs y BEVs alcanz´o alrededor de 5.4 millones de unidades en 2018, lo que representa un aumento del 64 % con respecto a 2017. Seg´un la misma base de datos, y a falta de datos oficiales, en 2019 el crecimiento habr´ıa sido de un 52 % alcanz´andose una flota mundial de PHEVs y BEVs de 8.5 millones. Y en 2020 se alcanzar´ıa la notable cifra de 20 millones de unidades a nivel global [?]. Por lo tanto y hasta la fecha, estos datos y previsiones recientes coinciden con la predicci´on de la evoluci´on de la flota a largo plazo que se presenta en la figura ?? [?]. Asimismo, para alcanzar los objetivos del IEA Energy Technology Perspective BLUE Map, es obligatoria la total electrificaci´on del transporte antes de 2050. La penetraci´on de las tecnolog´ıas de EV depender´a de varios factores, como las tecnolog´ıas de los proveedores, las ofertas y promociones de los minoristas, las especificaciones de los veh´ıculos, las infraestructuras de recarga, la demanda de los consumidores y las pol´ıticas gubernamentales, entre otros [?]. En este sentido, las pol´ıticas gubernamentales influyen directamente en todas las dem´as [?]; de hecho, muchos pa´ıses est´an implementando regulaciones de emisiones restrictivas, tanto de gases de efecto invernadero como de part´ıculas en suspensi´on, para promover los PHEVs y los BEVs. Por ejemplo, la norma de emisiones Euro 6 es obligatoria en la Uni´on Europea desde 2014 [? ? ]. Por otro lado, los programas nacionales e internacionales como Horizonte 2020 [? 14 Introducci´on que cada una de estas aportan. En este contexto, la tesis propone el uso de las SRMs. Esta decisi´on se apoya en que es la alternativa que presenta un mejor equilibrio de caracter´ısticas con una tolerancia a fallos y robustez inherentes, que la diferencias y alzan frente a las dem´as tecnolog´ıas, junto a una eficiencia considerablemente alta y unos costes de producci´on bajos. Cap´ıtulo 4 Accionamientos de la m´aquina de reluctancia conmutada. En este cap´ıtulo, se profundiza en los fundamentos te´oricos de funcionamiento de las SRMs con el fin de una mejor comprensi´on de esta tecnolog´ıa. Este an´alisis se inicia con la implementaci´on de un modelo matem´atico, as´ı como las claves de dise˜no estructural, pasando por el ciclo de conversi´on de energ´ıa. Todo este an´alisis permite a su vez comprender los requerimientos de funcionamiento de las topolog´ıas de convertidor de potencia para la tecnolog´ıa SRM. Tras la exposici´on de las topolog´ıas de convertidor se realiza un estudio con el fin de determinar la mejor opci´on y, posteriormente, validarla en una plataforma experimental. Del mismo modo, se realiza un estudio de los distintos esquemas de control y modulaci´on aplicables en las SRMs. Cap´ıtulo 5 Tecnolog´ıa de condensadores para aplicaci´on de veh´ıculo el´ectrico. En este cap´ıtulo, se contextualizan y exponen los aspectos de dise˜no generales del bus DC y se comparan las tres principales tecnolog´ıas de condensador. Todo esto desde un punto de vista de la aplicaci´on del veh´ıculo el´ectrico con tecnolog´ıa de SRM. Los condensadores que mejores prestaciones ofrecen para esta aplicaci´on son los F-Caps, y es por esto que, a continuaci´on, se presentan, clasifican y comparan las diferentes tecnolog´ıas que componen esta familia. Finalmente, se exponen los modelos de vida ´util, da˜no acumulado y fiabilidad de los condensadores. Cap´ıtulo 6 Algoritmos de modulaci´on de conmutaci´on sincronizada. En este cap´ıtulo, se presenta una de las aportaciones principales de esta tesis. Esto es, se proponen dos algoritmos de modulaci´on para SRMs que potencian el intercambio de energ´ıa magn´etica entre fases durante el per´ıodo de solape, disminuyendo al mismo tiempo la energ´ıa transferida entre el bus DC y la SRM. La finalidad es desarrollar un algoritmo de modulaci´on universal que pueda ser adaptado de manera sencilla sobre diferentes controles de corriente. Es decir, que no sea dependiente de un m´etodo de control espec´ıfico, siendo el ´unico requisito de aplicaci´on que el fen´omeno de la SRM en el que se basa el algoritmo sea explotable. Al primer algoritmo de modulaci´on se le ha denominado modulaci´on de conmutaci´on sincronizada (Synchronized Switching Modulation, SSM), mientras que al segundo 1.4 Estructura del documento 15 modulaci´on de conmutaci´on sincronizada premagnetizada (Premagnetized Synchronized Switching Modulation, P-SSM). Siendo el segundo desarrollado con el objetivo de mejorar las carencias que presenta la SSM manteniendo, a su vez, las mejoras. Cap´ıtulo 7 Metodolog´ıa para el estudio de la fiabilidad de un condensador. En este cap´ıtulo, se presentan dos contribuciones. En primer lugar, una de las aportaciones principales de esta tesis consistente en el desarrollo de una metodolog´ıa para predecir la vida ´util de un condensador a partir de la corriente que lo atraviesa, es decir, del conjunto de puntos operacionales (o ciclo de conducci´on) sobre el que est´a trabajando el accionamiento. Esta metodolog´ıa simplifica las simulaciones electrot´ermicas a realizar aprovechando la gran inercia t´ermica que presentan los condensadores, lo que hace que sea f´acil de implementar y con un coste computacional relativamente bajo. Por otro lado, la metodolog´ıa propuesta se emplea para completar el an´alisis, desde el punto de vista de la vida ´util, de la SSM desarrollada en el cap´ıtulo ??. Cap´ıtulo 8 Conclusiones. En este cap´ıtulo, se presentan las conclusiones extra´ıdas del presente documento, as´ı como las principales aportaciones de la misma. A su vez, se describen las publicaciones derivadas del presente trabajo y se enumeran varias l´ıneas de investigaci´on propuestas por el autor para dar continuidad al trabajo abordado en la presente tesis. Anexo A Topolog´ıas adicionales de convertidor para SRM. En este anexo, se detallan las topolog´ıas del convertidor de SRM descartadas en el cap´ıtulo ??, debido a que actualmente no cumplen los requisitos necesarios para la aplicaci´on de EV. Algunas de estas topolog´ıas est´an siendo activamente estudiadas para mejorar sus aspectos y hacerlas v´alidas para los EVs, es por ´esto que deben de tenerse en cuenta a largo plazo. Anexo B Parametrizaci´on de un condensador de pel´ıcula. En este anexo, se expone una recopilaci´on de par´ametros relevantes para la comprensi´on y el modelado de la tecnolog´ıa de condensadores analizadas en el cap´ıtulo ??, los F-Caps. El objetivo de este anexo es el de servir como apoyo para el lector cuando se encuentre en el cap´ıtulo ?? en caso de no estar previamente familiarizado con este tipo de elementos reactivos, dado que es un tema que apenas se ha contextualizado en la presente tesis. 16 Introducci´on Cap´ıtulo 2 Contexto hist´orico y actual del veh´ıculo el´ectrico 2.1 Introducci´on Los veh´ıculos el´ectricos (Electric Vehicle, EV) est´an atrayendo una creciente atenci´on del sector automotriz, pol´ıtico y de los consumidores. Esto es debido, entre otras cosas, a la existencia de unas normativas sobre emisi´on y consumo energ´etico cada vez m´as restrictivas y una conciencia social cada vez m´as implicada en la necesidad de proteger el medio ambiente. En este contexto, aunque los veh´ıculos de motor de combusti´on interna (MCI) hayan sido la tecnolog´ıa predominante durante gran parte del siglo XX y sigan si´endolo a´un hoy d´ıa, la electrificaci´on de los veh´ıculos es una realidad, tal y como se ver´a a lo largo de este cap´ıtulo [? ? ? ]. A comienzos del presente milenio fueron los veh´ıculos el´ectricos h´ıbridos (Hybrid Electric Vehicle, HEV) los que experimentaron un importante crecimiento de producci´on y venta. Sin embargo, desde la d´ecada de 2010 son los veh´ıculos el´ectricos conectados a bater´ıas (Battery Electric Vehicle, BEV) los que est´an experimentando una verdadera tendencia al alza, dejando al HEV y al veh´ıculo el´ectrico de pila de combustible (Fuel Cell Electric Vehicle, FCEV) en un segundo y lejano tercer plano, respectivamente [?]. Dada la importancia de estas tecnolog´ıas de EV, y su constante desarrollo, este cap´ıtulo tiene como objetivo realizar una revisi´on del contexto hist´orico y actual de las mismas. Para ello, se comienza contextualizando la situaci´on actual del 18 Contexto hist´orico y actual del veh´ıculo el´ectrico Curva ambicionada por la campaña EV30@30 Histórico IEA RTS Declaración de París IEA 2DS IEA B2DS Objetivos acumulativos de los países (a partir de 2016) Objetivos acumulativos de la OEM (estimados) Vehículos eléctricos en stock (millones) Figura 2.1: Escenarios de despliegue de la flota de EVs hasta 2030 previstos por los agentes pertinentes [? ]. EV y la prevista seg´un algunas agencias y organismos internacionales de prestigio. A continuaci´on, se hace un breve repaso a la historia del veh´ıculo el´ectrico. Tras ello, se analizan las topolog´ıas vehiculares existentes a d´ıa de hoy junto a algunas propuestas futuribles. Por ´ultimo, se estudian las tendencias del mercado en relaci´on al n´umero de modelos que los diferentes fabricantes automovil´ısticos prev´en sacar al mercado en los pr´oximos a˜nos. 2.2 Contexto actual y objetivos tecnol´ogicos del veh´ıculo el´ectrico Seg´un proyecciones de la Agencia Internacional de la Energ´ıa (International Energy Agency, IEA) se espera que las emisiones de gases de efecto invernadero se dupliquen en 2050 con respecto a los niveles de 2005, a menos que se adopten inmediatamente medidas dr´asticas en materia de pol´ıticas clim´aticas [?]. Dado que el sector del transporte representa alrededor del 23 % de las emisiones de gases de efecto invernadero [?], se considera la electrificaci´on del transporte una de las principales soluciones para reducir los niveles de ´estos en la atm´osfera y frenar el cambio clim´atico [?]. En este contexto, y atendiendo al escenario del IEA Energy Technology Perspective BLUE Map, los veh´ıculos el´ectricos (tanto BEVs como veh´ıculos el´ectricos h´ıbrido enchufables (Plug-in Hybrid Electric Vehicle, PHEV)) contribuir´an a reducir las emisiones de CO2producidas por los veh´ıcu- 2.2 Contexto actual y objetivos tecnol´ogicos del veh´ıculo el´ectrico 19 los ligeros en, aproximadamente, un 30 % para el a˜no 2050 [?]. En consecuencia, se espera que las ventas de veh´ıculos PHEV y BEV alcancen los 50 millones de unidades en 2050 (ver figura ??) [?]. Seg´un la base de datos de ventas mundiales de EVs [?], la flota mundial de PHEV/BEV alcanz´o alrededor de 5.4 millones de unidades en 2018, lo que representa un aumento del 64 % con respecto a 2017. Seg´un la misma base de datos, y a falta de datos oficiales, en 2019 el crecimiento habr´ıa sido de un 52 % alcanz´andose una flota mundial de PHEV/BEV de 8.5 millones. Y en 2020 se alcanzar´ıa la notable cifra de 20 millones de unidades a nivel global [?]. Por lo tanto y hasta la fecha, estos datos y previsiones recientes coinciden con la predicci´on de la evoluci´on de la flota a largo plazo que se presenta en la figura ?? [?]. Para alcanzar los objetivos del IEA Energy Technology Perspective BLUE Map, es obligatoria la total electrificaci´on del transporte antes de 2050. La penetraci´on de las tecnolog´ıas de EV depender´a de varios factores, como las tecnolog´ıas de los proveedores, las ofertas y promociones de los minoristas, las especificaciones de los veh´ıculos, las infraestructuras de recarga, la demanda de los consumidores y las pol´ıticas gubernamentales, entre otros [?]. En este sentido, las pol´ıticas gubernamentales influyen directamente en todas las dem´as [?]; de hecho, muchos pa´ıses est´an implementando regulaciones de emisiones restrictivas, tanto de gases de efecto invernadero como de part´ıculas en suspensi´on, para promover las PHEVs y las BEVs. Por ejemplo, la norma de emisiones Euro 6 es obligatoria en la Uni´on Europea desde 2014 [? ? ]. Programas nacionales e internacionales como Horizonte 2020 [? ? ], u organizaciones como el United States Council for Automotive Research (USCAR) [? ? ], el Departamento de Energ´ıa de los Estados Unidos (U.S. Department of Energy, DOE) [? ? ] o la United Nations Economic and Social Commission for Asia and the Pacific (UN ESCAP) [?] establecen objetivos cualitativos y cuantitativos para la pr´oxima generaci´on de PHEVs/BEVs. Estos objetivos tecnol´ogicos son estrictos (en comparaci´on con los datos de 2010-2012), y se pueden resumir en los siguientes puntos [?]: 1. Un aumento de la densidad de potencia de la etapa de conversi´on de potencia de alrededor del 50 % (de 8.7 kW/l a 13.4 kW/l). 2. Reducci´on de las p´erdidas de los convertidores de potencia (p´erdidas de conducci´on y de conmutaci´on) en un 50 %. 3. Reducciones significativas de costes en la electr´onica de potencia del sistema de tracci´on (de 30 $/kW a 8 $/kW). 4. Simplificaci´on de los sistemas de gesti´on t´ermica mediante el uso de refrigerantes a bordo, minimizando, en la medida de lo posible, el uso de 20 Contexto hist´orico y actual del veh´ıculo el´ectrico componentes adicionales. 5. Reducci´on del tama˜no y del peso de todo el sistema de tracci´on en un 35 % y un 40 %, respectivamente. 1.1 kW/kg y 2.6 kW/l hasta 1.4 kW/kg y 4.0 kW/l). 6. Desarrollo de tecnolog´ıas de convertidores de potencia con una potencia espec´ıfica de m´as de 14.1 kW/kg y eficiencias superiores al 98 % junto a una reducci´on significativa de costes de hasta 3.3 $/kW. Como consecuencia de estos objetivos espec´ıficos, los principales elementos de la etapa de potencia que se integrar´an en los futuros EVs (bater´ıas, convertidor de potencia, m´aquina el´ectrica, etc.) se enfrentar´an a una serie de retos que deber´an ser superados. 2.3 Historia del veh´ıculo el´ectrico En la presente secci´on se comentan los hitos m´as destacables de la evoluci´on del veh´ıculo de tracci´on, empezando desde los tirados por caballos para terminar en los veh´ıculos actuales. Al mismo tiempo, se exponen las distintas tecnolog´ıas y la competencia de mercado que ha habido entre veh´ıculos contempor´aneos, haciendo hincapi´e siempre en el veh´ıculo el´ectrico. Los inicios del veh´ıculo el´ectrico se remontan al siglo XIX. Por lo que puede decirse que no es una tecnolog´ıa de reciente desarrollo. Hasta el siglo XX los caballos fueron la principal fuerza tractora para trabajos en los que se necesitaba emplear gran fuerza: transporte de todo tipo de materias, trabajos de carga, accionamiento de maquinaria industrial, transporte de personas, etc. Sin embargo, debido al gran crecimiento demogr´afico de las ciudades, consecuencia de la industrializaci´on, la concentraci´on de caballos aumentaba a la par de las consecuencias que esto conllevaba: ruido causado por los cascos de los caballos y ruedas de los carros, accidentes de tr´afico en zonas resbaladizas y la poluci´on derivada de las heces [? ]. Uno de los primeros pasos para la sustituci´on de los caballos en el transporte, se dio en el a˜no 1769 de manos del inventor franc´es Nicolas-Joseph Cugnot con su “Fardier `a vapeur”[?]. Utiliz´o una m´aquina de vapor para tirar de un carro de artiller´ıa. Unos a˜nos m´as tarde, en 1789, Oliver Evans patent´o el primer veh´ıculo de carretera de vapor de EE. UU. [?]. Y en 1801, Richard Trevithick mont´o la primera carretilla de vapor [? ? ]. Los motores de combusti´on interna tuvieron tambi´en sus inicios durante los primeros a˜nos del siglo XIX. As´ı, en 1807 el suizo Fran¸cois Isaac de Rivaz construy´o 2.3 Historia del veh´ıculo el´ectrico 21 (a) Motor el´ectrico de corriente continua. (b) Veh´ıculo a peque˜na escala. Figura 2.2: Motor y veh´ıculo el´ectricos de Jedlik [? ? ]. el primer motor de combusti´on interna usando hidr´ogeno y el ox´ıgeno del aire como combustible [?]. Sin embargo, ´este no result´o ´util, ya que no produc´ıa la suficiente fuerza mec´anica. Unos a˜nos m´as tarde, en 1826, Samuel Morey patent´o el primer motor pr´actico de combusti´on interna. Instal´o su motor en una carretilla, y logr´o alcanzar una velocidad de 15 km/h usando alcohol et´ılico como combustible [?]. Durante esos mismos a˜nos hubo muchas investigaciones en torno al electromagnetismo, siendo dif´ıcil determinar qui´en fue el inventor del veh´ıculo el´ectrico. En este contexto, uno de los primeros pasos lo dio el h´ungaro ´ Anyos Istv´an Jedlik en 1828 [? ? ]. ´ Este invent´o un revolucionario motor de corriente continua (ver figura ??) y mont´o un veh´ıculo a peque˜na escala (ver figura ??). Su motor de corriente continua ten´ıa los elementos b´asicos de los motores de hoy en d´ıa: est´ator, rotor y conmutador. Durante el transcurso de los siguientes a˜nos, se desarrollaron veh´ıculos similares por parte de otros inventores. Por ejemplo, entre los a˜nos 1832-1839 (no puede saberse el a˜no exacto), el escoces Robert Anderson invent´o un vag´on el´ectrico. En 1834 Thomas Davenport mont´o el primer motor de corriente continua de EE. UU. y lo us´o en un vag´on sobre ra´ıl, todo a peque˜na escala. En 1837, el profesor neerland´es Sibrandus Stratingh junto a su ayudante, Christopher Becker, hicieron un revolucionario autom´ovil montando un motor, alimentado mediante una bater´ıa no recargable, sobre un vag´on; este veh´ıculo fue llamado “Electromagnetic car”(ver figura ??), esto es, coche electromagn´etico. El mismo a˜no, en 1837, Robert Davidson, invent´o la locomotora el´ectrica [? ? ]. 22 Contexto hist´orico y actual del veh´ıculo el´ectrico Figura 2.3: El “Electromagnetic car”de Stratingh y Becker [? ? ]. As´ı pues, durante la primera mitad del siglo XIX ya se hab´ıan inventado las principales tecnolog´ıas de veh´ıculos a motor: motor a vapor, motor de combusti´on interna y motor el´ectrico. De ah´ı en adelante, estas tres tecnolog´ıas fueron poco a poco desarrolladas e implementadas en distintos tipos de veh´ıculos. Por su parte, en el a˜no 1851 el norteamericano John Kenrick Fisher desarroll´o para la compa˜n´ıa American Steam Carriage un veh´ıculo capaz de alcanzar los 24 km/h. Mientras, en Europa, el italiano Virginio Bordino desarroll´o en 1854 otro veh´ıculo accionado por vapor al que denomin´o “Bordino”, el cual alcanzaba ´unicamente 8 km/h. Volviendo a los motores de combusti´on interna, en 1858 el belga Jean Joseph Etienne Lenoir desarroll´o un motor mucho m´as eficaz empleando gas de hulla en lugar de alcohol [?]. Unos a˜nos m´as tarde, en 1867, el alem´an Nikolaus August Otto invent´o el motor de combusti´on interna de cuatro tiempos, teniendo un gran ´exito en el mercado. Al alem´an Gottieb Wilhelm Daimler se le ocurri´o poner el motor Otto a un veh´ıculo que, junto al carburador desarrollado por Wilhelm Maybach, fue empleado en las primeras motocicletas de carretera [?]. No obstante, el primer autom´ovil pr´actico que lleg´o al mercado lleg´o de la mano de Karl Friedrich Benz en el a˜no 1885: un veh´ıculo de tres ruedas accionado por un motor de un ´unico cilindro que funcionaba con gasolina [?]. En la d´ecada de 1860, los progresivos avances realizados en torno a una d´ınamo por Werner Siemens (1856 y 1864), Antonio Macinotti (1860) y Z´enobe Gramme 2.3 Historia del veh´ıculo el´ectrico 23 Figura 2.4: Ilustraci´on de la bater´ıa recargable de Plant´e. (1869) culminaron en el desarrollo de los primeros generadores mec´anicos viables [?]. Estos avances en generaci´on el´ectrica impulsaron la investigaci´on en torno a las bater´ıas. As´ı, en el a˜no 1859 el f´ısico franc´es Raymond Gaston Plant´e, invent´o la bater´ıa de plomo-´acido recargable, mejor´andola posteriormente en 1865 (ver figura ??). En 1881 Camille Alphonse Faure desarroll´o importantes mejoras en las bater´ıas de plomo-´acido, pero a´un necesitaban disponer de m´as capacidad para ser pr´acticas en veh´ıculos el´ectricos. Aun as´ı, los avances de la ´epoca (tecnolog´ıa de motores de corriente continua madura junto a las primeras bater´ıas recargables) y la demanda existente en las ciudades por un medio de transporte m´as limpio fueron impulso suficiente para el desarrollo de los primeros veh´ıculos el´ectricos comerciales. Ya en el a˜no 1897, llegaron a Nueva York de la mano de una compa˜n´ıa de taxis las primeras flotas de veh´ıculos el´ectricos. La primera compa˜n´ıa que comercializ´o estos coches a gran escala fue Pope Manufactuting Company, con los taxis llamados “Electrobat”(ver figura ??). Dos a˜nos m´as tarde, la empresa London Electric Cab Company ofreci´o el mismo servicio con los coches dise˜nados por Walter C. Bersey (ver figura ??). A principios del siglo XX, el uso se los veh´ıculos el´ectricos hizo que el de los carros tirados a caballo disminuyera considerablemente, evitando, as´ı, los pro- 30 Contexto hist´orico y actual del veh´ıculo el´ectrico Vehículo convencional Híbridos Micro Mild Full PHEV EREV Fuente de energía Máquina propulsora MCI Motor eléctrico Hidrocarburo Batería Hidrógeno (HEV) (BEV) Vehículo eléctrico conectado a baterías Vehículo eléctrico de pila de combustible (FCEV) Figura 2.11: Clasificaci´on de sistemas de propulsi´on [? ]. del sistema compar´andolos con un veh´ıculo convencional de motor t´ermico. Sin embargo, el empleo de algunas arquitecturas eliminan parcial o completamente las restricciones de los motores t´ermicos, e incluso aumentan la tolerancia a fallos de los sistemas, permitiendo su funcionamiento parcial en caso de incidente. Debido a ello, se analizan tambi´en las diferentes arquitecturas usadas (y en desarrollo) hoy en d´ıa en dichas topolog´ıas. En las siguientes subsecciones se analizan las particularidades de todas estas topolog´ıas junto a la arquitecturas que puedan presentar cada una. 2.4.1 Veh´ıculo convencional Existen dos tipos de motores de combusti´on interna empleados en los veh´ıculos convencionales, su clasificaci´on depende del ciclo termodin´amico que realizan durante la transformaci´on de energ´ıa t´ermica a mec´anica (ver figura ??) [???]: •Ciclo Otto: combusti´on a volumen constante iniciada por chispa. Funciona con gasolina l´ıquida o gas natural vehicular. •Ciclo Di´esel: combusti´on a presi´on constante iniciada por compresi´on. Funciona con gas´oleo l´ıquido derivado del petr´oleo. 2.4 Topolog´ıas vehiculares 31 (a) Ciclo Otto. (b) Ciclo Diesel. Figura 2.12: Ciclos termodin´amicos habituales de los MCI [? ]. Aunque ambos ciclos han ido mejorando en paralelo, el ciclo Di´esel siempre ha tenido una mayor eficiencia. Esta diferencia radica en el propio ciclo termodin´amico (ver figura ??). En el ciclo Otto el proceso de combusti´on se realiza a volumen constante, y el rendimiento depende del grado de comprensi´on VA/VB, en cambio, en el ciclo Di´esel el proceso de combusti´on se realiza, te´oricamente, a presi´on constante, y su rendimiento depende de los grados de compresi´on VA/VByVC/VB. Ambos ciclos son ciclos termodin´amicos, por tanto, su eficiencia est´a limitada por el m´aximo absoluto de Carnot: ηCarnot =TH−TC TH ,(2.1) donde THyTCson la temperatura del foco caliente y foco fr´ıo, respectivamente. Sin embargo, el funcionamiento de ´estos es sustancialmente distinto y, por definici´on, menos eficiente, que el de la m´aquina perfecta reversible. La eficiencia m´axima te´orica de un motor perfecto de gasolina, con relaci´on de compresi´on 8:1, es de un 56.5 %; mientras que en el caso de un motor perfecto de di´esel, para una relaci´on de compresi´on de 18:1, es de un 63.2 %. Estos rendimientos corresponden a motores ideales, mientras que los MCIs modernos se ven limitados por otra serie de factores tales como: p´erdida de energ´ıa por fricci´on, refrigeraci´on y bombeo, procesos de admisi´on y escape de la carga en pist´on, aislamiento t´ermico, etc. Por ello, no es posible llegar al l´ımite m´aximo te´orico en aplicaciones reales. En este sentido, la eficiencia media de los MCIs es de un 25 % para un ciclo Otto y de un 30 % para un ciclo Di´esel, entendi´endose es- 32 Contexto hist´orico y actual del veh´ıculo el´ectrico Diferencial Caja de cambios Motor de combustión interna Embrague Tanque de combustible Figura 2.13: Configuraci´on gen´erica de un veh´ıculo convencional. tas eficiencias como las del punto ´optimo de trabajo (´estas se ven reducidas, m´as a´un, debido a que el punto de trabajo en un veh´ıculo no es siempre el ´optimo). Adem´as, en los ´ultimos a˜nos los veh´ıculos con motor de gas han tenido cierto impulso en el mercado, debido, principalmente, al aumento del precio de los combustibles. ´ Estos funcionan con un ciclo Otto al igual que los veh´ıculos de gasolina, por lo que, realizando unas m´ınimas modificaciones en los veh´ıculos cl´asicos de gasolina, pueden usarse ambos combustibles indistintamente. Aparte de las ventajas econ´omicas, debido al precio del gas, se aumenta la vida ´util del motor y se reducen las emisiones de gases contaminantes. Por otro lado, analizando la configuraci´on de los MCI, se aprecia que ´estos est´an basados en el conjunto compuesto por el mismo motor de tracci´on y la caja de cambios. El combustible se almacena en el tanque de combustible, y el embrague y el diferencial son parte del sistema de transmisi´on (ver figura ??). A d´ıa de hoy, siguen siendo los veh´ıculos m´as vendidos y usados, y casi a diario siguen saliendo al mercado nuevos y actualizados modelos (ver tabla ??). 2.4.2 Veh´ıculo h´ıbrido Tal y como se ha visto en la secci´on ??, los primeros HEVs se desarrollaron con la intenci´on de sumar sinergias entre el motor t´ermico y la m´aquina el´ectrica. ´ Estos aprovechan, por una parte, las cualidades de los motores t´ermicos (autonom´ıa y densidad de potencia) y, por otra, las ventajas de la tracci´on el´ectrica (eficiencia y par a bajas revoluciones), formando, de este modo, un conjunto con mayor eficiencia y menor impacto ambiental que el motor t´ermico por s´ı solo. En este sentido, el objetivo principal de una hibridaci´on con MCI es hacer trabajar al motor t´ermico lo m´as pr´oximo a la zona de m´axima eficiencia durante el mayor tiempo posible [? ? ? ]. Hasta comienzo de los a˜nos 2000, exist´ıan dos configuraciones b´asicas para HEVs: configuraci´on en serie y configuraci´on en paralelo. En los ´ultimos a˜nos, sin em- 2.4 Topolog´ıas vehiculares 33 Tabla 2.2: Veh´ıculos comerciales clasificados seg´un nivel de hibridaci´on Clasificaci´on Nivel de hibridaci´on Modelo Convencional 0 % Volvo V40 Audi A3 Micro Hybrid <10 % Citr¨oen C3 Stop&Start VW Passat BlueMotion Mild Hybrid <25 % Honda Civic Honda Insight Full Hybrid 25 - 50 % Toyota Prius Toyota Highlander PHEV >50 % Toyota Prius PHEV Honda Accord Plug-in EREV >50 % Chevrolet Volt BMV i3 REX BEV 100 % VW e-Golf Nissan e-NV200 FCEV 100 % Hyundai ix35 FC Toyota Mirai bargo, con el objetivo de mejorar la eficiencia energ´etica y la econom´ıa del combustible, se han desarrollado configuraciones como la serie-paralelo o la complex (ver figura ?? y tabla ??) [? ? ? ]. ´ Estas se detallan a continuaci´on: 1) Configuraci´on serie: en ´esta el MCI est´a directamente conectado a un generador (encargado, dependiendo del momento, de recargar las bater´ıas y/o alimentar a la m´aquina el´ectrica), siendo la m´aquina el´ectrica la ´unica responsable de propulsar el veh´ıculo (ver figura ??- 1 ). De esta forma, el MCI puede trabajar en todo momento en su punto de mayor eficiencia y mediante el convertidor de potencia se gestiona la energ´ıa para alimentar la m´aquina el´ectrica. Este esquema de tren de tracci´on hace que esta configuraci´on presente una mayor simplicidad en la mec´anica del autom´ovil (no requiere de caja de cambios, ni de otros componentes mec´anicos asociados al tren de potencia de un veh´ıculo con MCI). Por otro lado, aunque se trata de una configuraci´on muy eficiente (el veh´ıculo funciona siempre en modo el´ectrico, y el MCI en su punto de mayor eficiencia), la necesidad de una bater´ıa de suficiente capacidad dificulta utilizar este sistema [?]. 34 Contexto hist´orico y actual del veh´ıculo el´ectrico Tabla 2.3: Veh´ıculos comerciales de configuraci´on HEV. Configuraci´on Modelo A˜no Potencia (kW) Autonom´ıa (km) Serie Opel Ampera 2012 111 500 Paralelo Toyota Prius 2009 101 1150 Serie-Paralelo BYD F3DM 2008 126 430 Complex Cadillac Escalade 2008 282 - TtR Peugeot 3008 2012 149 1500 Esta arquitectura de HEV presenta seis modos de funcionamiento diferentes dependiendo de la combinaci´on de flujos de energ´ıa entre componentes [?]. Hoy en d´ıa, pueden encontrarse multitud de veh´ıculos con esta configuraci´on, tambi´en llamada Extended Range Electric Vehicle (EREV) [?]. 2) Configuraci´on paralelo: fue la primera en desarrollarse e implementarse en modelos comerciales. Emplea la tracci´on el´ectrica, fundamentalmente, para mejorar la eficiencia energ´etica del motor de gasolina, lo cual se consigue utilizando el MCI en los reg´ımenes de giro en los que tiene un mayor rendimiento (ver figura ??- 2 ). Gracias al sistema de transmisi´on planetaria el veh´ıculo puede estar propulsado mediante el MCI, la m´aquina el´ectrica, o ambos al mismo tiempo. Aunque generalmente la tracci´on el´ectrica s´olo se utiliza al cambiar las condiciones de conducci´on (al iniciar el movimiento y almacenar energ´ıa durante el frenado, y para absorber potencia del MCI cuando ´esta es superior a la necesaria en la tracci´on del veh´ıculo [? ? ]). Compar´andolo con la configuraci´on en serie, la configuraci´on en paralelo no necesita el generador para la carga de las bater´ıas, y con un tama˜no menor de motor t´ermico y m´aquina el´ectrica se consigue el mismo rendimiento del sistema. [?]. Como contraposici´on, el sistema se vuelve m´as complejo debido a la necesidad del sistema planetario de transmisi´on. Al igual que la configuraci´on serie, ´esta arquitectura de HEV tiene seis modos de funcionamiento diferentes [? ? ]. 3) Configuraci´on serie-paralelo: esta configuraci´on combina las caracter´ısticas de la serie y la paralela, contando con un v´ınculo mec´anico adicional en comparaci´on con la serie, y con un generador adicional en comparaci´on con el paralelo (ver figura ??- 3 ). Aunque combina las caracter´ısticas ventajosas de ambas configuraciones, se trata de una arquitectura relativamente complicada y costosa, siendo su control complejo y permitiendo menos modos de funcionamiento. Sin embargo, gracias a los avances en el control y tecnolog´ıas de fabricaci´on, algunas marcas norteamericanas de HEVs prefieren adoptar este sistema [?]. 4) Configuraci´on complex: esta configuraci´on h´ıbrida es similar a la serie-paralela, 2.4 Topolog´ıas vehiculares 35 D D B M G MCI TC M MCI TC STP B D M MCI TC STP II BI G D M MCI TC STP BI IM B I M M CC D E MCI TC STP: Sistema de transmisión planetario MCI: Motor de combustión interna TC: Tanque de combustible CC: Caja de cambios M: Motor eléctrico E: Embrague B: Batería D: Diferencial I: Inversor G: Generador 1 3 5 2 4 Máquina eléctrica Figura 2.14: Configuraciones del veh´ıculo el´ectrico h´ıbrido. salvo que el generador acoplado al mismo eje que el MCI tambi´en funciona como motor, y que se a˜nade un convertidor m´as al sistema (ver figura ??- 4 ). Todo ello permite que el flujo de energ´ıa en la rama del MCI sea bidireccional (en contraposici´on de la unidireccionalidad del serie-paralelo [?]). Este flujo de energ´ıa bidireccional permite modos de funcionamiento vers´atiles, especial relevancia los tres modos de propulsi´on que no pueden darse en la configuraci´on serie-paralelo (debido a las dos m´aquinas el´ectricas y al t´ermico). Del mismo modo, debido a su complejidad, es una arquitectura complicada, costosa, y dif´ıcil de controlar [? ? ]. 5) Through the Road (TtR): esta configuraci´on, tambi´en conocida como Hybrid4, consta de un sistema h´ıbrido paralelo con propulsi´on en las cuatro ruedas. Por un lado, el MCI tracciona uno de los ejes, mientras que el otro es traccionado mediante la m´aquina el´ectrica (ver figura ??- 5 ) [? ? ]. No hay conexi´on mec´anica directa entre los dos sistemas de propulsi´on, el enlace se produce mediante las ruedas (Through the Road, es decir “a trav´es de la carretera”). ´ Esto simplifica mucho el sistema de engranajes en comparaci´on con la configuraci´on Complex. Esta configuraci´on permite convertir un veh´ıculo convencional con MCI a uno HEV, con unas modificaciones m´ınimas [? ? ]. En el caso de 36 Contexto hist´orico y actual del veh´ıculo el´ectrico Figura 2.15: Esquema de HEV con sistema CSIM. esta arquitectura, se plantean cinco modos de funcionamiento diferentes, determinados por las posibles combinaciones de los flujos energ´eticos entre los componentes [?]. 6) Compound-Structure Integrated Machines (CSIMs): esta novedosa configuraci´on de transmisi´on electromagn´etica integra dos m´aquinas el´ectricas en una misma estructura [?]. Una m´aquina de est´ator (MS) y una m´aquina de doble rotor (MDR) con dos ejes mec´anicos de salida y dos conexiones el´ectricas (ver figura ??). Este novedoso sistema se instala entre el MCI y el engranaje reductor, por lo que comparado con las dem´as configuraciones, el CSIM tiene la ventaja de ser un sistema mucho m´as compacto y ligero. Esta tecnolog´ıa no ha sido muy desarrollada, sin embargo, en los ´ultimos a˜nos se han realizado numerosas investigaciones en torno a las diferentes configuraciones y topolog´ıas [?], entre los que se encuentran estudios de m´aquinas de inducci´on, m´aquinas s´ıncronas de imanes permanentes, SRM [?], y estrategias de control y distribuci´on del campo electromagn´etico. ´ Estas son las configuraciones m´as usadas y algunas de las m´as relevantes de entre las que actualmente se est´an desarrollando. Una vez vistas, debe mencionarse que las configuraciones de HEV pueden clasificarse dependiendo del ratio de potencia entre el MCI y la m´aquina el´ectrica (ver figura ?? y tabla ??). Esta clasificaci´on se divide en las siguientes tres categor´ıas (ver tabla ?? y tabla ??) [? ? ]: A) Micro hybrid: en los veh´ıculos micro h´ıbridos el motor de arranque convencional es sustituido por un sistema ISG (Integrated Starter-Generator). Este ISG ofrece la funci´on de apagado del motor t´ermico cuando el veh´ıculo est´a en re- 2.4 Topolog´ıas vehiculares 37 Tabla 2.4: Clasificaci´on de configuraciones HEV. Topolog´ıa Micro Mild Full PHEV EREV HEV HEV HEV Serie X X X Paralelo X X X Serie-paralelo X X Complex X X Through the Road X X CSIM X X poso (conoci´endosele como sistema Start/Stop), pudiendo alcanzarse ahorros de combustible en torno al 10-15 % en conducci´on por ciudad. El ISG act´ua tambi´en de peque˜no generador, de tal manera que produce electricidad para cargar la bater´ıa durante la deceleraci´on y frenado. Sin embargo, su funci´on de frenado regenerativo es limitada. El coste de un un veh´ıculo de este tipo, comparado con su hom´ologo convencional, es s´olo de una m´ınima parte porcentual m´as, ya que el tama˜no del motor t´ermico se reduce y la estructura se simplifica. En el mercado se puede encontrar el Citroen C3 micro h´ıbrido (ver tabla ??). B) Mild hybrid: en este tipo de veh´ıculos el ISG se coloca generalmente entre el MCI y la transmisi´on. ´ Este se dise˜na en forma de disco plano de gran di´ametro y directamente acoplado al MCI. De este modo, la misma m´aquina el´ectrica es capaz de acumular la suficiente inercia como para poder sustituir al cl´asico volante de inercia. Adem´as, el ISG proporciona un sistema Start/Stop en paradas y una funci´on de freno regenerativo completo. Al mismo tiempo, ayuda en la propulsi´on del veh´ıculo, por lo que permite reducir el tama˜no del MCI. En conducci´on por ciudad, puede ahorrarse en torno a un 15-20 % de energ´ıa, pero el coste total del veh´ıculo puede encarecerse hasta un 20-30 %. C) Full hybrid: a diferencia de los dos casos anteriores, el Full Hybrid puede funcionar s´olo con el MCI, s´olo con la m´aquina el´ectrica, o en combinaci´on. En lugar de usar un sistema ISG, estos veh´ıculos adoptan el sistema de transmisi´on continuamente variable (Continuously Variable Transmission, CVT) para controlar la regulaci´on y divisi´on de potencia de los dos motores de tracci´on (m´aquina el´ectrica y MCI). Adem´as, estos veh´ıculos ofrecen todas las ventajas de los h´ıbridos incluyendo el encendido el´ectrico, sistema Start/Stop, freno regenerativo y la posibilidad de reducir el tama˜no del MCI. La potencia de la 38 Contexto hist´orico y actual del veh´ıculo el´ectrico Micro hybrid 14-42 Vbat 3-5 kW Mild hybrid 100-150 Vbat 7-15 kW Full hybrid 500-600 Vbat 50-60 kW Vehículo eléctrico Nivel de potencia Nivel de hibridación 20-30 % ahorro de combustible Coste: alto 15-20 % ahorro de combustible Coste: medio 10-15 % ahorro de combustible Coste: bajo Figura 2.16: Comparaci´on de niveles de hibridaci´on, sobrecoste y potencia. m´aquina el´ectrica en estos casos es mayor y depende de la configuraci´on que se use (serie, paralelo, complex, etc). Por otro lado, para su normal funcionamiento necesitan un sistema de almacenamiento mayor, que puede rondar los 1-2 kWh y con una tensi´on de bater´ıa de 200-300 V. En conducci´on por ciudad, este tipo de veh´ıculo puede ahorrar en torno a un 20-30 % de energ´ıa, mientras que el coste total del veh´ıculo aumenta considerablemente. Estos veh´ıculos pueden dividirse, a su vez, entre Synergy Hybrid yPower Hybrid. Los Synergy Hybrid se centran en la eficiencia energ´etica y reducci´on de emisiones. En esta subcategor´ıa el tama˜no del MCI es reducido, como en el Toyota Prius. Mientras que en el Power Hybrid no se reduce, ya que se centra en que el sistema tenga un mejor rendimiento de potencia, como el Toyota Highlander o el Lexus RX450h. Cada una de estas tres categor´ıas de h´ıbridos tiene un sobrecoste en su precio, desde varios cientos hasta unos pocos miles de euros, para implementar sus respectivos sistemas de ahorro energ´etico. Como puede apreciarse en la figura ??, los Micro Hybrid presentan cierto ahorro energ´etico con el menor sobrecoste, los Full Hybrid muestran el mayor ahorro energ´etico con el mayor sobrecoste, y los Mild Hybrid ofrecen un compromiso entre ambos par´ametros. Sea como fuere, cada uno de ellos tiene un nicho de mercado (ver tabla ??). Queda decir que en los veh´ıculos Full Hybrid el motor de tracci´on principal es el MCI, y el el´ectrico act´ua como auxiliar o para regenerar energ´ıa. Estos veh´ıculos no pueden funcionar en un modo puramente el´ectrico, ya que la capacidad del pack de bater´ıas limita mucho su autonom´ıa y no pueden recargarse mediante una v´ıa externa [? ? ]. 2.4 Topolog´ıas vehiculares 39 Sin embargo, hoy d´ıa ya hay variantes enchufables de hibridos e incluso con sistemas de carga de bater´ıas mediante MCI. [???]. A continuaci´on, se detallan las caracter´ısticas de ambas variantes: D) Veh´ıculo el´ectrico h´ıbrido enchufable (Plug-in Hybrid Electric Vehicle, PHEV): disponen de todas las virtudes del Full Hybrid junto a las ventajas de poder ser recargados mediante conexi´on a la red. Por lo general, son equipados con pack de bater´ıas mayores, en torno a los 4-5 kWh, y con una tensi´on nominal de 200-300 V. Su sistema de almacenaje est´a especialmente dise˜nado para ser recargado mediante conexi´on a la red el´ectrica, disminuyendo la necesidad de repostar combustible. Estos PHEVs pueden funcionar en modo puramente el´ectrico (charge-depleting mode) ofreciendo un gran rango de autonom´ıa, o en un modo mixto (blended mode) en donde la mayor parte de la potencia la suministran las bater´ıas (ayudada por el MCI para maximizar la econom´ıa del combustible). La eficiencia energ´etica de un PHEV cuando circula en modo puramente el´ectrico, puede llegar a ser muy alta y con cero emisi´on de gases cuando se usa en ciudad (debido a los cortos trayectos). Por todo esto, la industria automotriz est´a mostrando mucha atenci´on a los PHEVs desarrollando cada vez m´as modelos comerciales. En el mercado actual existen varios modelos tales como el Toyota Prius Plug-In o el Volkswagen Golf GTE, este ´ultimo disponiendo de un motor t´ermico de 110 kW y una m´aquina el´ectrica de 75 kW que le permiten realizar trayectos de 50 km en modo puramente el´ectrico. E) Veh´ıculo el´ectrico de autonom´ıa extendida (Extended Range Electric Vehicle, EREV): estos veh´ıculos combinan las virtudes de los PHEVs junto a las caracter´ısticas de la configuraci´on en serie [?]. Circulan siempre en modo el´ectrico conectado a bater´ıas, siendo la ´unica funci´on del MCI la de cargar las bater´ıas para, as´ı, extender el rango de autonom´ıa del veh´ıculo. Comparado con los PHEVs, los EREVs presentan un MCI m´as peque˜no en favor de aumentar el tama˜no del pack de bater´ıas. Como comparaci´on, para poder ofrecer las condiciones de conducci´on y el rango de autonom´ıa de un veh´ıculo el´ectrico puro, la m´aquina el´ectrica del EREV necesitar´ıa alcanzar los 110 kW de potencia y el pack de bater´ıas una capacidad de 16 kWh [?]. En resumen (ver tabla ??), seg´un se incrementa el nivel de hibridaci´on de un veh´ıculo, aumentan las prestaciones que ofrece la m´aquina el´ectrica instalada y disminuye el consumo de hidrocarburos. Y una vez alcanzado el nivel Full Hybrid, se pueden mejorar las prestaciones incorporando un sistema de recarga enchufable (PHEV) y aumentando su rango de autonom´ıa (EREV) 46 Contexto hist´orico y actual del veh´ıculo el´ectrico Figura 2.20: N´umero total de modelos de EV disponibles en Europa [? ]. considerable) o el hecho de que el combustible deba tener una concentraci´on de mon´oxido de carbono (CO) menor a 10 ppm (necesario para no deteriorar el comportamiento de la celda) [? ? ]. 2.5 Tendencias del mercado Tras exponer las distintas tecnolog´ıas de EV, se analizan las tendencias del mercado en relaci´on al n´umero de modelos de los distintos fabricantes automovil´ısticos. Los datos expuestos a continuaci´on sintetizan los planes de producci´on a medio plazo de los distintos fabricantes [?]. Todos estos datos est´an actualizados a fecha de principios de 2019 y se esperan nuevos anuncios de modelos durante 2020. Las previsiones de producci´on actuales (ver figura ??) muestran que la mayor´ıa de los fabricantes de autom´oviles est´an dispuestos a impulsar la electrificaci´on 2.5 Tendencias del mercado 47 (a) Modelos nuevos. (b) N´umero total de modelos. Figura 2.21: Evoluci´on de BEVs en el mercado europeo [? ]. del transporte de pasajeros centr´andose en el aumento de los vol´umenes de EVs. Tras varios a˜nos de t´ımido crecimiento, el n´umero de modelos de EVs disponibles en el mercado europeo est´a a punto de dispararse: desde unos 60 modelos totales de BEVs, HEVs, y FCEVs disponibles a finales de 2018, hasta una combinaci´on de 176 modelos en 2020, 214 modelos en 2021 y 333 modelos previstos para 2025. Este crecimiento est´a impulsado por las cada vez m´as restrictivas leyes de emisiones de gases. As´ı, para el 2021 se deber´ıa alcanzar el objetivo obligatorio de la UE de 95 g/km de CO2[?]. Adem´as, desde comienzos de los a˜nos 2010 algunos fabricantes automovil´ısticos han ido comprometi´endose en electrificar sus modelos en distintos grados, como por ejemplo: Volvo y Mazda en un 100 %, el grupo PSA en un 80 % y Audi en un 33 % [?]. Sobre la base de las previsiones de producci´on de EVs ligeros, se espera que en Europa se multiplique por seis entre 2019 y 2025 [?], alcanzando m´as de cuatro millones de coches y furgonetas, es decir, m´as de una quinta parte de los vol´umenes de producci´on de autom´oviles de la UE. Si los fabricantes de autom´oviles se ci˜nen a sus planes, ser´a m´as que suficiente para cumplir con los est´andares de CO2mencionados en la subsecci´on ??. En el caso de los BEVs (ver figura ??), se puede esperar que el n´umero de nuevos modelos que salgan al mercado aumente considerablemente de los cinco millones de 2018 y 19 en 2019 a unos 30 al a˜no a partir de 2020. En este sentido, se puede 48 Contexto hist´orico y actual del veh´ıculo el´ectrico (a) Modelos nuevos. (b) N´umero total de modelos. Figura 2.22: Evoluci´on de HEVs en el mercado europeo [? ]. afirmar que 2019 es un a˜no de transici´on debido, principalmente, a la entrada en vigor de las normas sobre emisiones de CO2de los autom´oviles [?]. Por otro lado, respecto al n´umero total de modelos de BEV en el mercado de la UE, ´este superar´a los 100 en 2022 y alcanzar´a los 172 en 2025 (ver figura ??). Asimismo, se espera tambi´en que el l´ıder de mercado sea el Grupo Volkswagen seguido de PSA y Daimler [?]. En lo que respecta a la tendencia en los HEVs (ver figura ??) [?], sigue un camino similar al de los BEVs: bajo n´umero de modelos disponibles antes de 2019, transici´on en ese mismo a˜no y fuerte crecimiento en los siguientes a˜nos. A este respecto, el informe [?] deduce que los fabricantes utilizar´an, principalmente, los PHEVs para cumplir las normas de CO2, ya que el n´umero de nuevos modelos que llegan al mercado alcanza su punto ´algido en 2020, con hasta casi 50 nuevos modelos, duplicando el n´umero existente en el mercado en los a˜nos previos. Asimismo, entre los a˜nos 2019 y 2020 se espera que el n´umero total de modelos de HEVs en el mercado aumente de 55 a 100 (ver figura ??), creciendo m´as lentamente despu´es de 2020 e imponi´endose el Grupo Volkswagen como l´ıder de mercado seguido por FCA y Toyota [?]. En el caso de los FCEVs, el aumento de nuevos modelos es mucho m´as moderado (ver figura ??). Se espera que haya en el mercado un total de 14 modelos en 2025 2.6 Conclusiones 49 (a) Modelos nuevos. (b) N´umero total de modelos. Figura 2.23: Evoluci´on de FCEVs en el mercado europeo [? ]. en comparaci´on con los dos modelos disponibles en la actualidad (el Toyota Mirai y el Hyundai Nexo). Previsiblemente, el Grupo Volkswagen, Toyota y Daimler tendr´an cuatro modelos cada uno en el mercado en 2025. En este contexto se puede decir que es demasiado pronto para saber si la tecnolog´ıa de FCEV podr´a tener su propio espacio en el mercado. Sin embargo, es probable que en un futuro el n´umero de modelos disponibles siga siendo bajo emple´andose ´estos en aplicaciones especializadas, como veh´ıculos con altos ´ındices de utilizaci´on y alto kilometraje (como camiones o autobuses). 2.6 Conclusiones Como resultado del an´alisis que se ha realizado, es posible concluir que la tecnolog´ıa est´a suficientemente avanzada para comenzar una gradual sustituci´on del veh´ıculo convencional veh´ıculo de MCI. Uno de los puntos en el que se sustentaban los veh´ıculos convencionales era su fiabilidad. En este sentido, los BEV, HEV y FCEV suelen ser mucho m´as complejos al incluir numerosos subsistemas, lo cual disminuye en gran medida su fiabilidad. Sin embargo, el empleo de algunas de las arquitecturas de HEV y BEV analizadas eliminan parcial o completamente muchos de los inconvenientes, e incluso aumentan la tolerancia de fallos de los sistemas permitiendo su funcionamiento parcial en caso de aver´ıa. 50 Contexto hist´orico y actual del veh´ıculo el´ectrico La mayor´ıa de los fabricantes automovil´ısticos ya han dado el primer paso para la electrificaci´on de sus modelos. Algunos de ´estos dieron el paso previo apostando por modelos h´ıbridos cuando la tecnolog´ıa necesaria para los BEV no estaba a´un muy avanzada. Asimismo, si se tiene en cuenta la previsi´on de los modelos que saldr´an al mercado en los pr´oximos a˜nos, se puede decir que la apuesta actual por los BEVs y HEVs es notoria. Los objetivos tecnol´ogicos propuestos por las distintas agencias y organismos internacionales son muy ambiciosos, en consecuencia, se prev´e que la inversi´on de I+D+i en materia de EVs sea igualmente ambiciosa. Teniendo en cuenta el presente cap´ıtulo, el uso de una tecnolog´ıa u otra de m´aquina el´ectrica en los EVs es sumamente importante para poder alcanzar los objetivos marcados. Por todo esto, el siguiente cap´ıtulo estudiar´a las alternativas de m´aquinas el´ectricas para el veh´ıculo el´ectrico. Cap´ıtulo 3 M´aquinas el´ectricas para veh´ıculo el´ectrico 3.1 Introducci´on Tal y como se ha comentado en el cap´ıtulo ??, los objetivos tecnol´ogicos propuestos por las distintas agencias y organismos internacionales son muy ambiciosos. ´ Estos se centran especialmente en la electr´onica de potencia (el convertidor de potencia, la bater´ıa y su gestor, etc.). Sin dejar de lado la m´aquina el´ectrica. En este sentido, queda decir que la tecnolog´ıa de m´aquina el´ectrica empleada en los veh´ıculos el´ectricos (Electric Vehicles, EVs) afecta directamente a todo el tren de potencia. En lo que respecta al uso de estas m´aquinas (ver figura ??), hoy en d´ıa, la tecnolog´ıa de m´aquina s´ıncrona de imanes permanentes (Permanent Magnet Synchronous Machine, PMSM) es la m´as empleada para aplicaciones de veh´ıculos el´ectricos conectados a bater´ıas (Battery Electric Vehicles, BEVs) y, especialmente, para veh´ıculos h´ıbridos (Hybrid Electric Vehicle, HEVs) debido a una serie de caracter´ısticas como la alta densidad de potencia, la alta eficiencia y la fiabilidad que muestran [? ? ? ? ]. Aunque estas m´aquinas presentan elevadas prestaciones, siguen evolucionando considerablemente. As´ı, por ejemplo, los primeros dise˜nos de PMSMs alcanzaban densidades de potencia te´oricas de entre 1,5 y 6,6 kW/l, sin embargo, y seg´un [?], estas densidades de potencia eran menores en la pr´actica al no considerar ciertos aspectos constructivos como los sistemas de refrigeraci´on. Hoy en d´ıa, 52 M´aquinas el´ectricas para veh´ıculo el´ectrico Máquinas eléctricas Asíncrona Rotor bobinado Jaula de ardilla Síncrona Rotor bobinado Rotor con PMs Reluctante Doblemente saliente Reluctancia conmutada Estator con PMs Vernier Vernier con PMs Vernier reluctance Reluctante asistida por PMs Flujo conmutado Corriente directa Figura 3.1: Clasificaci´on de m´aquinas el´ectricas para EV [? ]. estas densidades de potencia y prestaciones son mayores [?]. De este modo, puede decirse que queda un largo proceso innovativo a la hora de aplicar nuevas soluciones y llegar a los datos niveles exigidos y comentados en la secci´on ??. Algunas de las principales tendencias tecnol´ogicas que sigue la industria automotriz para la mejora de las m´aquinas el´ectricas consisten en aumentar el rango de velocidad de funcionamiento de dichas m´aquinas [?], pudi´endose reducir el tama˜no final, o el uso de nuevos y mejores materiales como los aceros el´ectricos de alta resistencia que reducen las p´erdidas de hierro [?]. Por otro lado, hay que considerar que esta tecnolog´ıa depende del suministro de tierras raras para fabricar los imanes permanentes (los cuales, normalmente, contienen aleaciones de NdFeB) [?]. Las reservas de dichas tierras raras est´an concentradas casi en su totalidad en China, y su explotaci´on est´a condicionada frecuentemente a intereses pol´ıticos m´as all´a de los puramente econ´omicos/tecnol´ogicos. Debido a esto, los costes de los imanes permanentes han sufrido un considerable 3.2 Contexto de las m´aquinas el´ectricas para el EV 53 incremento en los ´ultimos a˜nos, afectando significativamente al mercado de los EVs. Por todo ello, se est´an realizando importantes esfuerzos tecnol´ogicos para reducir la dependencia del sector automovil´ıstico hacia las tierras raras, y por extensi´on a las PMSMs [? ? ]. Las principales alternativas de m´aquinas libres de tierras raras que la industria est´a considerando son [?]: la m´aquina s´ıncrona reluctante (Synchronous Reluctance Machine) pura o asistida por PMs (PM assisted Synchronous Reluctance Machine, PM assisted Syn-RM) de ferrita, la ya consolidada tecnolog´ıa de m´aquina de inducci´on (Induction Machine, IM) y la m´aquina de reluctancia conmutada (Switched Reluctance Machine, SRM). Aunque ninguna de estas alternativas alcanzan la densidad de potencia de las PMSMs, hay que decir que son tecnolog´ıas, por lo general, lejos de su estado m´aximo de maduraci´on y en las que se est´a investigando mucho para su mejora. Teniendo en cuenta todo esto, el presente cap´ıtulo se divide de la siguiente manera: primero se contextualiza el estado actual de las m´aquinas el´ectricas empleadas en los EVs, a continuaci´on, se expone la problem´atica que implica el uso de tierras raras en las PMSMs, posteriormente, se analizan las alternativas libres de tierras raras m´as prometedoras y, finalmente, se realiza un estudio comparativo para determinar la mejor opci´on. 3.2 Contexto de las m´aquinas el´ectricas para el EV Las m´aquinas el´ectricas para los sistemas de propulsi´on de los EVs comparten aspectos comunes con las usadas en procesos industriales, aunque ´estas incorporan requisitos particulares [?]. En este sentido hay que remarcar que el sector automotriz es muy exigente en las prestaciones relativas a la densidad de potencia, temperaturas de operaci´on, estabilidad, robustez, fiabilidad, etc., que deben cumplir todos los componentes del veh´ıculo. A continuaci´on, se exponen los requisitos m´as relevantes de las m´aquinas el´ectricas para los EVs, con el fin de facilitar la posterior comparaci´on de prestaciones. En los EVs el conjunto de transmisi´on (m´aquina+reductora+rueda) requiere [? ?]: alta eficiencia en un amplio rango de velocidad y par, alta densidad de par y de potencia, respuesta din´amica r´apida, construcci´on simple, gran fiabilidad, costes razonables, capacidad de frenado regenerativo, buena controlabilidad y bajo ruido ac´ustico. Asimismo, la tolerancia a fallos del motor es tambi´en una cuesti´on importante [? ? ]. En este contexto, algunas tecnolog´ıas de m´aquina est´an mejor preparadas (de forma inherente o gracias a su dise˜no) para seguir 54 M´aquinas el´ectricas para veh´ıculo el´ectrico Región de par constante Región de potencia constante ωbωmax= F ωb TnPn= Tn ωb Par Potencia Figura 3.2: Curvas t´ıpicas de par/velocidad y potencia/velocidad de una m´aquina el´ectrica para EV. funcionando bajo condiciones de fallo, prestando a´un un servicio m´ınimo hasta llegar a un punto de reparaci´on [? ? ]. El modo de conducci´on y el tipo de EV condicionan tambi´en los requerimientos del motor. En aplicaciones urbanas, los EVs precisan un par alto a bajas velocidades para lograr, as´ı, una gran aceleraci´on durante el arranque, as´ı como una alta eficiencia en la regi´on de bajo par y velocidad. En cambio, los EVs deportivos requieren una potencia elevada a altas velocidades para la conducci´on interurbana. Una baja inercia de motor y un bajo rizado de par son tambi´en requisitos apreciados, ya que ambos contribuyen al confort, principalmente, en motores de transmisi´on directa, en los que un par suave reduce las vibraciones y el desgaste de los componentes mec´anicos [?]. La figura ?? muestra las curvas caracter´ısticas del conjunto de tracci´on compuesto por una m´aquina el´ectrica, convertidor de potencia y bater´ıas. Puede observarse que ´estas son capaces de dar el par nominal Tnhasta alcanzar la velocidad base ωby, as´ı, alcanzar la potencia nominal Pnen dicho punto. La regi´on de potencia constante se extiende hasta Fveces ωb, donde Fes un par´ametro adimensional conocido tambi´en como CPSR (Constant-Power Speed Ratio) [? ? ]. El valor de CPSR depende, principalmente, del tipo de tecnolog´ıa de m´aquina y de su dise˜no estructural. ´ Este puede variar desde un valor de tres para algunos EVs ligeros (as´ı como para veh´ıculos pesados y todoterrenos que requieren alto par para la tracci´on a bajas velocidades) hasta valores de diez para veh´ıculos deportivos que requieren altas velocidades de crucero con un par de carga bajo [?]. Por otro lado, tambi´en debe tenerse en cuenta que una regi´on de potencia constante extensa permite reducir el tama˜no y peso del motor. Esto es debido a que una m´aquina puede entregar la misma Pnproduciendo un menor Tny, en consecuencia, requi- 3.2 Contexto de las m´aquinas el´ectricas para el EV 55 riendo una m´aquina m´as peque˜na y ligera [?]. Ahorrando, as´ı, peso y espacio, requisitos muy deseados. Estos requerimientos del sector automotriz, junto al par´ametro CPSR, son los factores que se tienen en cuenta a la hora de analizar, en las siguientes secciones, cada una de las tecnolog´ıas de m´aquinas el´ectricas. Antes de abordar dicho estudio, y con el objetivo de aportar una mejor contextualizaci´on, se expondr´a el recorrido hist´orico y estado actual de las diferentes tecnolog´ıas de m´aquina el´ectrica. 3.2.1 Evoluci´on del uso de las tecnolog´ıas de m´aquina el´ectrica Tal y como se ha visto en la secci´on ??, los motores de corriente continua (o motores DC) han sido hist´oricamente los m´as usados en los EVs gracias a su control simple y a no requerir una electr´onica de potencia compleja. Sin embargo, para potencias superiores a 20 kW ´estos requieren polos conmutados y bobinados de compensaci´on, haci´endolos m´as grandes y costosos [? ? ]. Este factor, junto a otros como la necesidad de escobillas y de un conmutador (lo cual incide de una reducci´on de su fiabilidad y aumento de los costes de mantenimiento), condicionaron notablemente el uso de esta tecnolog´ıa [?]. En este sentido, se puede decir que existen pocos modelos comercializados con esta tecnolog´ıa de m´aquina el´ectrica. A modo de ejemplo, algunos fabricantes siguen comercializando EVs de baja potencia y prestaciones con motor DC, como el Renault Express, el Honda CR-Z (ver tabla ??), el Renault Clio [? ? ] o la versi´on el´ectrica del Citro¨en Berlingo con motor de 28 kW y 100 km de autonom´ıa [?]. Debido a la limitaci´on en potencia de la tecnolog´ıa de motores DC, la industria automotriz opt´o por la tecnolog´ıa de IM (ver tabla ??). Este fue un salto l´ogico, la tecnolog´ıa de IM se empleaba de forma extendida en la industria y el desarrollo de dise˜nos especialmente pensados para EV fue r´apido. A d´ıa de hoy, sigue habiendo fabricantes que siguen apostando por las IMs, tales como Tesla Motors (ver tabla ??) [?]. Sin embargo, al mismo tiempo comenzaron a comercializarse los primeros modelos de EV con PMSMs, y sus muy superiores caracter´ısticas (como por ejemplo su alta densidad de potencia y su buen rendimiento) eclipsaron los modelos con IMs. A pesar de las buenas prestaciones que ofrecen, hay que tener en cuenta que esta tecnolog´ıa emplea imanes permanentes de tierras raras, materiales cuyo uso es conflictivo en muchos aspectos tal y como se estudia en la secci´on ?? [? ? ]. Una de las razones para la electrificaci´on del modelo de transporte es la sostenibilidad 62 M´aquinas el´ectricas para veh´ıculo el´ectrico y no se lo encuentra de forma natural en la Tierra). No obstante, se conocen m´as de 200 minerales en los que las tierras raras forman parte de su composici´on, siendo dos los minerales que las contienen en mayor concentraci´on, la monazita y la bastnazita. Sin embargo, este sobrenombre de “tierra rara”se justifica por la baja concentraci´on en que se suelen encontrar, y la gran dificultad para localizarlos en proporciones que permitan su explotaci´on comercial. El t´ermino “tierra” es una antigua denominaci´on para los ´oxidos y para aquellos minerales que presentaban aspecto terroso [?]. Todos estos elementos son metales, se oxidan con mucha facilidad, son muy buenos conductores de la electricidad y destacan, a´un m´as, por sus propiedades magn´eticas. En aleaciones var´ıan sus caracter´ısticas pudi´endose crear imanes con comportamientos muy espec´ıficos. Algunos de estos elementos son fluorescentes y fosforescentes. En este sentido, la mayor´ıa se utilizan en la fabricaci´on de l´aseres (ver tabla ??). La estrecha analog´ıa en el comportamiento qu´ımico de las tierras raras hace que el proceso de extracci´on y posterior separaci´on y purificaci´on (a partir de los diferentes minerales en los que se encuentran asociados) sea lento y laborioso [? ] (en algunos casos pueden ser necesarios m´as de 1500 subprocesos). Adem´as, los residuos t´oxicos derivados del proceso de refiner´ıa deben ser almacenados y aislados para evitar vertidos a la naturaleza. En este sentido, entre los dep´ositos de tierras raras hay elementos radiactivos como el torio y el uranio. Todo esto hace que la extracci´on y posterior procesado de estos elementos sean costosas y problem´aticas de cara al medio ambiente. Por otro lado, la vulnerabilidad de Europa frente a la escasez de tierras raras qued´o en evidencia hace unos a˜nos cuando China impuso restricciones a la exportaci´on de tierras raras. De hecho, la UE public´o en mayo de 2014 una lista de 20 materias primas, entre las que se encuentran las tierras raras, que considera fundamentales para Europa [?]. Todo esto se analiza de forma progresiva en las siguientes subsecciones. 3.3.1 Tierras raras en imanes permanentes Tal y como se ha visto en la secci´on ??, desde comienzos de los a˜nos 2000 las m´aquinas el´ectricas m´as utilizadas en la industria automotriz han sido las IMs y las PMSMs. Sin embargo, se observa una clara tendencia de la evoluci´on hacia el uso de m´aquinas de PMs debido a la alta densidad de potencia que presentan. 3.3 Problem´atica de las tierras raras 63 Tabla 3.5: Tierras raras usadas en los imanes permanentes. Elemento Caracterís�cas Neodimio Elemento principal en los imanes permanentes de Nd2Fe14B. Estos imanes poseen la mayor densidad energé�ca de todos los materiales magné�cos comerciales disponibles (excediendo los 400 KJ/m3, sobre un límite teórico de 485 KJ/m3) Praseodimio El neodimio puede ser sus�tuido por praseodimio hasta en un máximo del 25 % para aumentar la resistencia del imán a la corrosión (a cambio de un mínimo impacto en sus propiedades) Disprosio Adi�vo en los imanes permanentes de Nd2Fe14B. Su adición incrementa la coerci�vidad del material magné�co (a costa de una reducción en la remanencia) y mejora su resistencia a la temperatura. Concentraciones �picas del disprosio en • HDD, CD, DVD, transductores, altavoces: 0 % • Refrigeración magné�ca, IRM, sensores: 1.4 % • Calibradores, embrague de histéresis, separación magné�ca: 2.8 % • Bicicletas eléctricas, almacenamiento de energía, frenos magné�cos, transporte de levitación magné�ca, motores industriales, relés y conmutadores, reprográfica, accionamientos de par acoplado, generadores eólicos: 4.2 % • Generadores comerciales e industriales, guías de onda: 6.5 % • Motores y generadores de alta temperatura, accionamientos de tracción híbrida y eléctrica: 8.5-11 % Terbio Adi�vo en los imanes permanentes de Nd2Fe14B. Comparado con el disprosio, el terbio �ene una mayor influencia en la coerci�vidad del material con un menor impacto en la remanencia. 64 M´aquinas el´ectricas para veh´ıculo el´ectrico Riesgo de suministro Importancia para las energías limpias 1 1 2 2 3 4 (alta) 4(alto) 3 (bajo) (baja) Crítico Cercano a crítico No crítico Itrio Litio Niquel Cerio Lantano Tteluro Neodimio Disprosio Europio Terbio Indio Samario Cobalto Galio Manganeso Praseodimio (a) Corto plazo (presente). Riesgo de suministro Importancia para las energías limpias 1 1 2 2 3 4 (alta) 4(alto) 3 (bajo) (baja) Crítico Cercano a crítico No crítico Neodimio Niquel Samario Litio Telurio Disprosio Europio Itrio Terbio Cerio Cobalto Galio Indio Lantano Manganeso Praseodimio (b) Medio plazo (presente-2025). Figura 3.5: Matrices de riesgo de suministro e importancia de materias [? ]. Dentro de la gama de PMs, el im´an de neodimio es el tipo de im´an de tierras raras m´as extensamente utilizado; se trata de un PM hecho de una aleaci´on de neodimio, hierro y boro, con f´ormula emp´ırica Nd2Fe14B.´ Estos ´ultimos fueron desarrollados en 1982 por la General Motors y la divisi´on de metales de la Sumitomo Metal Industries [?]. Gracias a su alta densidad energ´etica pronto sustituyeron a los PMs de samario cobalto, que eran los m´as extensamente empleados hasta entonces. Un dato com´unmente citado, a modo de ejemplo, es que un Toyota Prius necesita 1 kg de PMs, donde el neodimio comprende aproximadamente el 30 % (alrededor de 300 g). Aunque el neodimio no es la ´unica tierra rara usada en estos imanes, el praseodimio es, normalmente, utilizado en sustituci´on del neodimio hasta en un m´aximo del 25 % para aumentar la resistencia del im´an a la corrosi´on y bajar los costes de producci´on (ver tabla ??). Por otra parte, la adici´on de disprosio al material magn´etico mejora la resistencia a la temperatura de modo que puedan ser utilizados en m´aquinas de tracci´on el´ectrica para automoci´on y ferroviaria, as´ı como para incrementar la coercitividad magn´etica (ver tabla ??). Su concentraci´on para aplicaci´on en EV puede variar entre el 8,5-11 % del total del material magn´etico. En sustituci´on al disprosio puede usarse el terbio (ver tabla ??), el cual tiene mayor influencia en la ganancia coercitiva, pero un menor impacto en la remanencia magn´etica [? ? ]. Estos cuatro elementos son cr´ıticos en el futuro del desarrollo industrial no s´olo europeo, sino tambi´en estadounidense y dem´as pa´ıses altamente industrializados [?]. En este sentido, su suministro se considera en riesgo a corto y medio plazo (ver figura ??) debido a ciertos factores que se analizan a continuaci´on. 3.3 Problem´atica de las tierras raras 65 Figura 3.6: Demanda y producci´on mundial de tierras raras. 3.3.2 Demanda, producci´on y reservas de tierras raras Un hecho clave para entender la actual problem´atica que plantea el uso de tecnolog´ıas dependientes de las tierras raras es su demanda y las reservas disponibles en el mundo. La demanda de tierras raras ha experimentado un crecimiento extraordinario desde comienzos de los a˜nos 2000, incluso durante la coyuntura econ´omica de 2007-2010, alcanzando incrementos superiores al 10 % anual. En especial, es la producci´on de dispositivos m´oviles la que aumenta bruscamente la demanda de metales de tierras raras. No hay que olvidar que la demanda de PMs es tambi´en cada vez mayor debido no s´olo al auge de los EVs, sino tambi´en al uso cada vez mayor de turbinas e´olicas direct-drive offshore, donde se estima que son necesarios 200 kg de PMs por cada 1 MW de capacidad instalada [? ? ]. La producci´on mundial de tierras raras, que inicialmente estuvo liderada por EE. UU., est´a ahora dominada totalmente por China que, a finales de los 80, 66 M´aquinas el´ectricas para veh´ıculo el´ectrico China Australia Otros Estados Unidos Kazajistan Malasia Rusia Tailandia India Figura 3.7: Producci´on mundial estimada de tierras raras por pa´ıs en 2015 [? ]. empez´o a producir con una fuerza arrolladora al tiempo que los dem´as productores perd´ıan peso de forma progresiva hasta casi desaparecer del mercado. A partir de 2002 China comenz´o a incrementar de forma considerable su demanda interna de tierras raras hasta llegar a ser ahora tambi´en el pa´ıs que m´as las consume (ver figura ??). Aunque existen numerosas reservas de tierras raras repartidas por todo el mundo, son pocas las minas donde se extraen, ya que para que ´estas sean rentables debe haber una alta concentraci´on de estos minerales y esto solo sucede en contados lugares (ver figura ??) [?]. La regi´on de Mongolia Interior (China), es el lugar donde est´an las mayores minas y reservas de tierras raras en el mundo. Se calcula que aqu´ı pueden estar concentradas entre un cuarto y un tercio de las reservas mundiales. Asimismo, se estima que en otros lugares como Australia, Brasil e India que hay reservas considerables (ver tabla ?? ) [?]. En Europa hay tambi´en un gran consumo de tierras raras, debido a la industria tecnol´ogica que alberga, siendo la mayor parte de estas materias importadas desde China y Rusia (ver figura ??). La ´unica mina de este tipo en territorio europeo permanece cerrada, se encuentra en Ytterby (Suecia). Aun habiendo recursos de tierras raras por toda Europa, estos se encuentran esparcidos y en peque˜nas cantidades dif´ıcilmente explotables. Los yacimientos m´as importantes de Europa est´an localizados en Groenlandia y Escandinavia, aun as´ı, en Espa˜na se han encontrado tierras raras en zonas de Galicia, Extremadura, Castilla y Le´on y Castilla la Mancha. 3.3 Problem´atica de las tierras raras 67 Tabla 3.6: Producci´on de tierras raras en 2013 y 2014, y reservas estimadas. Prod. total (t) Reserv. total (t) 2013 2014 EE. UU. 5500 7000 1800000 Australia 2000 2500 3200000 Brasil 330 - 22000000 China 95000 95000 55000000 India 2900 3000 3100000 Malasia 180 200 30000 Rusia 2500 2500 - Tailandia 800 1100 - Vietnam 220 200 - Otros pa´ıses - - 41000000 Total mundial*110000 110000 130000000 *dato redondeado Figura 3.8: Principales importadores de tierras raras en Europa (2012). 68 M´aquinas el´ectricas para veh´ıculo el´ectrico Figura 3.9: Vista a´erea del distrito minero de Bayan Obo (China). Aunque los dos planes m´as prometedores de extracci´on de estos materiales (Norra Karr en Suecia, y Ciudad Real en Espa˜na) est´an ya en fase de proyecci´on, los expertos coinciden en que el futuro para Europa consiste en el reciclaje de estos materiales mientras se buscan alternativas viables. 3.3.3 Impacto ecol´ogico de las tierras raras El mayor impacto ecol´ogico de las tierras raras es causado en sus lugares de extracci´on y procesado. Adem´as, el minado y procesado de algunos minerales como la monacita requiere de una particular atenci´on debido a su naturaleza radiactiva (contiene peque˜nas cantidades de uranio y torio). En este sentido, la mina de tierras raras m´as importante de EE.UU. (Mountain Pass en California) estuvo cerrada durante 12 a˜nos al descubrirse que una tuber´ıa subterr´anea filtraba aguas radiactivas [? ? ]. Por otro lado, todos los m´etodos de procesado y separaci´on de tierras raras son laboriosos, lentos y con un coste energ´etico alto [?]. El uso de los ´acidos y otros qu´ımicos necesarios para la separaci´on y refinado es problem´atico, as´ı como su posterior eliminaci´on y/o almacenamiento [?]. 3.3 Problem´atica de las tierras raras 69 En China, la miner´ıa descontrolada est´a causando da˜nos ambientales muy severos [? ? ]. Son ejemplo de ello la mina a cielo abierto y las balsas de relaves de Bayan Obo (ver figura ??) y los lagos de lodos t´oxicos de la ciudad de Baotou, donde se refinan la mayor parte de las tierras raras de China. 3.3.4 Coyuntura geopol´ıtica de las tierras raras Tal como se ha visto, la producci´on mundial de tierras raras est´a dominada actualmente por China. Esto incluye la miner´ıa, refinado, obtenci´on de aleaciones y fabricaci´on de PMs. Este hecho no es casual y obedece a un ambicioso plan del gigante asi´atico por alcanzar el liderazgo absoluto de estos recursos mineros. Esta situaci´on, ha causado ya serias fricciones, ya que afecta directamente a la posici´on hegem´onica actual y futura de las econom´ıas desarrolladas del planeta. “Oriente pr´oximo tiene petr´oleo. China tiene tierras raras”, dijo en 1992 el presidente chino Deng Xiaoping [?]. La apuesta china por este grupo de materias primas fue tan decidida como visionaria, puesto que entonces a´un no se utilizaban en muchas de las tecnolog´ıas que, hoy d´ıa, las hacen imprescindibles. Su estrategia fue simple pero contundente. El pa´ıs invirti´o directamente en la explotaci´on de sus propios yacimientos disponibles, principalmente la gran mina de Baotou, e inici´o la compra de empresas que explotan yacimientos en otros pa´ıses as´ı como la creaci´on de plantas especializadas en el procesamiento del mineral obtenido y sus derivados. Esto, unido a sus bajos costes de explotaci´on, tanto medioambientales como salariales, provoc´o el abandono de las explotaciones de estos recursos en los pa´ıses occidentales. A partir de entonces, China ejerce un control casi absoluto sobre la oferta mundial de las tierras raras. Las primeras muestras del nuevo poder adquirido por China se dieron durante la conocida como Rare-Earth Crisis of 2010-2012 [?]. El 7 de septiembre de 2010 Jap´on detuvo y llev´o a juicio al capit´an de un barco pesquero chino que hab´ıa violado el territorio mar´ıtimo de las islas Daiyou (o Senkaku, seg´un reivindicaci´on de Jap´on), que ambos pa´ıses reclaman como propias y en cuyas cercan´ıas se sospecha hay importantes yacimientos de gas y petr´oleo. Ante esto, China s´olo necesit´o suspender la exportaci´on de tierras raras a Jap´on. El pa´ıs nip´on entr´o en p´anico ante la perspectiva de ver colapsada su industria automotriz (s´olo el Toyota Prius lleva casi 15 kg de tierras raras, de las cuales, aproximadamente, 1 kg pertenece a los PMs para la m´aquina el´ectrica, y requiere un suministro de 10 mil toneladas anuales para mantener la producci´on), acto seguido liber´o al capit´an y retir´o los cargos. Durante la misma crisis, China decidi´o restringir la producci´on de tierras raras en 70 M´aquinas el´ectricas para veh´ıculo el´ectrico su suelo y limitar las exportaciones de las mismas, a trav´es de aranceles y cuotas. Argument´o, para ello, que los recortes ten´ıan como fin proteger un recurso no renovable. Para los analistas, sin embargo, fue el s´ıntoma claro de su deseo de hacer subir el precio internacional de estas materias y mantenerlos bajos en China (ver figura ??). Esto oblig´o a las empresas de alta tecnolog´ıa norteamericanas y europeas a verse en la disyuntiva de, radicarse en ese pa´ıs y exponerse al espionaje industrial, o arriesgarse a que sus negocios acabaran siendo inviables. La reacci´on no se hizo esperar. El 13 de marzo de 2012, el presidente norteamericano Barack Obama, junto a la UE y Jap´on, presentaron en forma conjunta una denuncia formal en la Organizaci´on Mundial de Comercio (OMC) en contra de las medidas chinas. El presidente norteamericano hizo un acto p´ublico para justificar la ofensiva de Occidente contra China, y declar´o que “las tierras raras son demasiado importantes para nosotros como para mantenernos al margen”, y record´o que su Gobierno emprender´ıa “las acciones necesarias si nuestros trabajadores y empresas se ven afectadas”, ya que esos minerales son imprescindibles para “tomar el control de nuestro futuro energ´etico”. Y al decir “queremos que nuestras compa˜n´ıas construyan esos productos aqu´ı, en Estados Unidos, pero necesitamos acceso a los minerales raros que China provee”, dej´o clara la dependencia actual de la industria [?]. La respuesta de China fue instrumentalizar un sistema de cuotas de exportaciones, y crear la Asociaci´on Nacional de Tierras Raras mediante una serie de fusiones y adquisiciones de peque˜nas y medianas empresas productoras. De este modo, fortaleci´o en gran medida su principal corporaci´on, Inner Mongolis Baotou Steel Rare-Earth (Group) Hi-Tech Co., la cual produce la mitad del total mundial de tierras raras. Adem´as, en 2013 China limit´o su producci´on de tierras raras a 93.800 toneladas, escud´andose en los da˜nos ecol´ogicos y costes medioambientales de suministrar la gran mayor´ıa de las tierras raras del mundo, mientras que su demanda interna segu´ıa creciendo. En marzo de 2014, China perdi´o la disputa sobre tierras raras ante la OMC teniendo que acabar con las cuotas y eliminando los impuestos a la exportaci´on. Al mismo tiempo, sin embargo, el Ministerio de Comercio chino endureci´o las condiciones para conseguir una licencia de venta al exterior, e introdujo un nuevo impuesto sobre la comercializaci´on en el interior del pa´ıs calculado en funci´on de su precio en lugar del volumen de producci´on. Esta tasa, junto al mayor control en el proceso de extracci´on y refinamiento, permiti´o que los precios no bajaran a niveles de antes de la crisis. De este modo, el gobierno chino pas´o de controlar las exportaciones a controlar los niveles de producci´on y consumo interno. 3.3 Problem´atica de las tierras raras 71 Disprosio Neodimio En. 2010 En. 2011 En. 2012 En. 2013 En. 2014 En. 2015 En. 2016 En. 2017 En. 2018 Mes Neodimio [$/kg] Disprosio [$/kg] Figura 3.10: Evoluci´on del precio del neodimio y del disprosio [? ]. Este “estr´es por los recursos”ha constatado que la concentraci´on de la producci´on y las reservas en un solo pa´ıs de las tierras raras hace que el uso potencial de los PMs tenga un futuro incierto y lleno de problemas [? ? ]. 3.3.5 Problem´atica de los precios de las tierras raras Todo lo anteriormente mencionado sobre problemas de producci´on, demanda, intereses geopol´ıticos, etc. se traduce en grandes fluctuaciones de los precios de tierras raras. Adem´as, teniendo en cuenta que el de los EVs es un mercado muy sensible a los costes, las tierras raras suponen un gran inconveniente en todos los eslabones de la cadena de producci´on [?]. Debido a las circunstancias expuestas en la subsecci´on ??, los precios de las tierras raras tuvieron un incremento mete´orico entre los a˜nos 2009 y 2011, en el que alcanzaron su pico m´aximo. En este lapso muchas de ellas multiplicaron su precio por 10, e incluso algunas por 20 (como el ´oxido de neodimio, ver figura ??), o hasta por 30 (como el ´oxido de cerio). Tras esta crisis, durante 2012, los precios bajaron de forma apreciable hasta volverse estables. No obstante, el aviso fue muy claro, a pesar de la bajada relativa de los precios en 2012, ´estos se mantienen, aproximadamente, en el 500 % de los valores de 2009. Entre los m´as significativos se puede citar el terbio, que lleg´o a costar casi 5500 $/kg, frente a los 500 $/kg 78 M´aquinas el´ectricas para veh´ıculo el´ectrico q d (a) Dos cavidades. q d (b) Tres cavidades. q d (c) Cuatro cavidades. Figura 3.14: Rotores de Syn-RM con distinto n´umero de cavidades [? ]. (a) Detalles de construcci´on de una SynRM laminada. (b) Vista del rotor ensamblado de una SynRM laminada. Láminas conductoras Aislante (c) Esquem´atico de una SynRM con carcasa de impresi´on 3D. Figura 3.15: Ejemplos de dise˜nos de rotor para maximizar ξ[? ? ]. 3.4 Tecnolog´ıas de m´aquinas el´ectricas 79 ]. Estas m´aquinas pueden tambi´en enfocarse hacia estructuras in-wheel con rotor externo. As´ı, en [?], por ejemplo, se consiguen valores de ξhasta de 5.18 con muy buenas prestaciones. Gracias a la completa eliminaci´on de PMs y a la simplicidad del rotor, estas m´aquinas ofrecen numerosas ventajas [? ? ]. Principalmente, bajos costes de producci´on, robustez y bajas p´erdidas (debido a la ausencia de conductores en el rotor). Como beneficio adicional, su gran asimetr´ıa facilita el control sensorless basado en inyecci´on de perturbaciones [?]. Por otro lado, en aplicaciones de tracci´on de gran rendimiento, estas m´aquinas tienen grandes h´andicaps que superar a´un [? ? ]. El bajo ξalcanzable reduce considerablemente la densidad de par de la m´aquina comparada con una PMSM, limitando poder alcanzar tambi´en valores altos de CPSR y de factor de potencia. Por otra parte, la acci´on de aumentar ξpara mejorar prestaciones, contribuye a reducir la robustez de la m´aquina debido al mayor n´umero de cavidades en el rotor y a la tendencia a disminuir el entrehierro [?]. Adem´as, presenta grandes dificultades para dise˜nos con gran n´umero de polos, por lo que no es buen candidato en aplicaciones de alto par o in-wheel. Un enfoque novedoso para la mejora de las prestaciones es el de laminar el rotor en direcci´on axial usando un alto n´umero de capas alternas de acero laminado delgado y capas de aislamiento (ver figuras ?? y??) [?]. Con este m´etodo pueden alcanzarse valores de ξmuy superiores. Sin embargo, los retos de fabricaci´on que esto conlleva no han sido resueltos a d´ıa de hoy. En [?] se analiza la posibilidad de usar tecnolog´ıa de impresi´on 3D para la construcci´on de una cubierta de rotor pl´astica, facilitando la construcci´on y logrando mejoras en la densidad de par de hasta un 6 % y eficiencia en un 1 % (ver figura ??). Entre otras mejoras, en [?] presentan un novedoso dise˜no sustituyendo los puentes magn´eticos de las cavidades estructurales por una cubierta de retenci´on en el rotor, incrementando ξde forma sustancial. Asimismo, en [? ? ] mejoran este dise˜no con materiales magnetic dual-phase o fibra de carbono para facilitar la fabricaci´on del rotor y mejorar su integridad estructural [?]. La m´aquina presentada en [?] logra un CPSR de 5 y es capaz de alcanzar el 70 % de la densidad de potencia de una IPMSM con similar caracter´ısticas de potencia y velocidad. Aunque hasta ahora las Syn-RM solo hayan irrumpido en algunos procesos industriales muy espec´ıficos y con un ´exito muy limitado, recientemente se han introducido en aplicaciones industriales de uso general como m´aquinas de velocidad ajustable. Esto es debido a su competitividad frente a las IMs, mostrando buenas caracter´ısticas de funcionamiento y costes de producci´on menores. Diferentes fabricantes de m´aquinas como Kaiser Motoren, ABB o REEL comercializan Syn- 80 M´aquinas el´ectricas para veh´ıculo el´ectrico PM de ferritas Uso de dos cabidades por polo Una cabidad por polo 0 ϴ T en la superficie Diferentes formas de las cabidades Figura 3.16: Rotor de una PM assisted Syn-RM y su reducci´on de rizado de par en funci´on del n´umero de cavidades por polo [? ]. RMs para aplicaciones industriales en un rango de 0.55 y 315 kW [?]. A su vez, en 2015 el fabricante Ricardo anunci´o el desarrollo de un prometedor prototipo de Syn-RM de 85 kW para aplicaci´on de EV [?]. 3.4.3 M´aquina s´ıncrona reluctante asistida por imanes permanentes Las PM assisted Syn-RMs son, como su nombre sugiere, conceptualmente m´aquinas espec´ıficamente dise˜nadas para maximizar su ξpero asistidas, a su vez, por PMs [?]. De esta forma, el par que ´estas producen no solo proviene del Trel sino que tambi´en mediante el TP M (??) producido mediante el flujo magn´etico de las PMs [?]. Los PMs usados en estas m´aquinas pueden perfectamente ser de tierras raras, sin embargo, debido a los altos costes y riesgo de suministro asociados a estos elementos, los PMs m´as empleados en esta tecnolog´ıa son de ferrita y sus derivados [?]. Estas m´aquinas son similares en cuanto al dise˜no y al funcionamiento a las IPMSMs, por lo que al igual que en en ´estas existe un n´umero ilimitado de posibles dise˜nos (ver figura ??). Su principal diferencia con respecto a ´estas, es su bajo ΨP M por el uso de PMs de ferrita, limitando el TP M que es capaz de producir [? ]. Hay tres atributos, o grados de libertad, clave en la libertad de dise˜no de estas m´aquinas empleados para maximizar la densidad de par [?]: la orientaci´on de los PMs embebidos, el n´umero de cavidades con PMs en cada polo del rotor y el emplazamiento de los PMs dentro de esas cavidades (no siendo necesario llenarlas por completo de PMs (ver figura ??). Al igual que en las Syn-RM (ver figura ??), el n´umero de cavidades afecta tanto para lograr valores altos de ξcomo para 3.4 Tecnolog´ıas de m´aquinas el´ectricas 81 disminuir el rizado de par (ver figura ??) [?]. De acuerdo con [?], el coste de los PMs (en caso de usar potentes PMs de neodimio) puede suponer alrededor del 60 % del total de materiales en una IPMSM, por lo que al reemplazar ´estos por PMs de ferritas puede ahorrarse en torno a un 50 % del coste total de la m´aquina de tracci´on. Adem´as, las PM assisted Syn-RM actuales pueden alcanzar valores de ξde entre 3-5 [?] mejorando el comportamiento en debilitamiento de campo a altas velocidades, y pudiendo alcanzarse altos valores de CPSR. Todo esto permite alcanzar una densidad de potencia, eficiencia y capacidad de sobrecarga con unos costes competitivos frente a las IMs. Por otro lado, los PMs de ferritas presentan baja coercitividad en comparaci´on con los de neodimio. Por lo que pese a sus virtudes, estas m´aquinas siguen compartiendo ciertas desventajas de las IPMSMs como son el riesgo de desmagnetizaci´on irreversible de los PMs por temperaturas altas, o la baja tolerancia a fallos. Sin embargo, las cavidades de aire (ver figura ??) protegen parcialmente a los PMs de ferrita frente a la desmagnetizaci´on, aunque sigue habiendo riesgo de desmagnetizaci´on tambi´en a bajas temperaturas [? ? ]. Como comparaci´on, en los IPMSMs comerciales se alcanzan valores de ξde entre 1.5-2.5, siendo la IPMSM de la segunda generaci´on del Toyota Prius capaz de generar un Trel equiparable al par de arranque [?]. Seg´un [?], las modernas PM assisted Syn-RM pueden producir un 75 % del par total de una IPMSM para el mismo tama˜no y tecnolog´ıa de refrigeraci´on l´ıquida. Compar´andolas con una SynRM de la misma densidad de potencia, las PM assisted Syn-RM pueden mejorar el factor de potencia hasta en un 10 % con una eficiencia de un 2 % mayor [?]. Estas m´aquinas tienen a´un mucho recorrido en mejoras de dise˜no para alcanzar en prestaciones a las IPMSMs, sin embargo, es notable el esfuerzo en mejoras tecnol´ogicas que se est´a llevando a cabo desde la comunidad acad´emica y la industria [?]. Estos esfuerzos van desde mejoras en el devanado que posibilitan aumentar el l´ımite de corriente m´axima de desmagnetizaci´on un 40 % [?], hasta estudios sobre la posici´on de los PMs que permiten reducir el rizado de par en un 6 % [?]. Otro ejemplo de mejora es el planteado en [?], donde de presenta un dise˜no con doble est´ator y un novedoso concepto de entrehierro 3D con los que de consigue aumentar el rendimiento un 5 % con respecto a un dise˜no convencional. Adem´as, la m´aquina planteada presenta buenos resultados en dise˜nos con rotor externo y alto n´umero de par de polos perfectamente integrables en aplicaci´on in-wheel, con mejoras del rizado de par de hasta un 30 % en algunos dise˜nos [?]. A d´ıa de hoy, no existen oficialmente EVs comerciales con esta tecnolog´ıa. A 82 M´aquinas el´ectricas para veh´ıculo el´ectrico (a) Chevrolet Volt (PMs de ferrita). (b) BMW i3 (PMs de neodimio y ferritas). Figura 3.17: Dos ejemplos de m´aquinas s´ıncronas especialmente dise˜nadas para aumentar su anisotrop´ıa [? ? ]. pesar de ello, algunos fabricantes tienen ya en venta modelos de IPMSM con PMs parcial o completamente de ferritas y con dise˜nos en los que aumentan el Trel, los cuales, t´ecnicamente, son PM assisted Syn-RM. Es el caso de la segunda generaci´on del Chevrolet Volt (2016) (ver figura ??) con PMs de ferrita [?] o el o el BMW i3 (2013) [???] con PMs de neodimio y de ferritas. Fabricantes como Kaiser Motoren [?] comercializan varios modelos para aplicaciones comerciales y hay estudios con prototipos especialmente pensados para la industria del autom´ovil [?]. 3.4.4 M´aquina de inducci´on Tras el estudio de las Syn-RMs y las PM assisted Syn-RMs, las cuales pueden considerarse como dise˜nos especiales de IPMSMs, a continuaci´on, se presenta la IM, una tecnolog´ıa madura y ya en uso en modelos comerciales que se postula como alternativa a las PMSMs. En la figura ?? se observa una secci´on transversal de un modelo b´asico de IM, compuesto por un est´ator trif´asico de bobinado distribuido (parecido al que pueda encontrarse en cualquier PMSM o Syn-RM) y un rotor estructurado por barras conductoras (generalmente de aluminio) colocadas a intervalos por todo el per´ımetro y cortocircuitadas mediante anillos conductores en ambos extremos [? ?]. Estas m´aquinas, como la mayor´ıa de m´aquinas el´ectricas, generan par mediante la interacci´on de los campos magn´eticos del rotor y del est´ator. Con la diferencia 3.4 Tecnolog´ıas de m´aquinas el´ectricas 83 Figura 3.18: Secci´on transversal del rotor de una IM [? ]. de que en este caso el campo magn´etico del rotor se induce por medio del flujo magn´etico rotativo producido por las corrientes AC de los devanados del est´ator [?]. En el caso de las IMs y, a diferencia de las dem´as tecnolog´ıas de m´aquina el´ectrica que se est´an analizando, existe una desigualdad de velocidad en el giro mec´anico del rotor respecto al flujo magn´etico rotativo del est´ator (llamado deslizamiento), haciendo que esta m´aquina sea as´ıncrona [?]. Entre las caracter´ısticas m´as relevantes de estas m´aquinas destaca que la ausencia de PMs hace que sean menos vulnerables (en contraposici´on con las PMSMs) a los da˜nos causados por cortocircuito [? ? ], adem´as de reducir considerablemente los costes. El hecho de que el par sea desarrollado sin necesidad de PMs ni conexiones galv´anicas con el rotor es un aspecto muy atractivo de las IMs [? ? ]. Estas caracter´ısticas hacen esta m´aquina muy robusta, con necesidad de poco mantenimiento y especialmente adecuada para ambientes hostiles. Cuando sucede el debilitamiento del campo a velocidades altas, la corriente de magnetizaci´on disminuye y, en consecuencia, tambi´en lo hacen las p´erdidas de cobre. Esto proporciona a las IMs alta eficiencia durante un amplio rango de velocidad [???]. Combinando un buen dise˜no y control avanzado (con t´ecnicas avanzadas de debilitamiento de campo pueden alcanzarse CPSRs de entre 4-5 [?]) estas m´aquinas pueden competir con IPMSMs de alto rendimiento en gran variedad de aplicaciones de tracci´on el´ectrica. Entre las desventajas de esta tecnolog´ıa destaca la corriente reactiva necesaria en el est´ator para la inducci´on del campo magn´etico en el rotor, produciendo unas p´erdidas de conducci´on siempre presentes y especialmente destacables a bajas velocidades [? ? ? ], e implicando tambi´en que haya p´erdidas en el rotor aun sin producci´on de par. Todo ´esto, junto a que no es f´acilmente adaptable a dise˜nos de alto n´umero de polos, hace que no sea buena candidata para aplicaciones direct-drive oin-wheel. 84 M´aquinas el´ectricas para veh´ıculo el´ectrico (a) Est´ator refrigerado por aire. (b) Rotor de cobre. Figura 3.19: IM de 185 kW de un Tesla Roadster [? ]. Adem´as, en estas m´aquinas se requiere de un entrehierro peque˜no para disminuir la corriente reactiva y maximizar la eficiencia, aumentando costes de producci´on. Asimismo, presentan un rango de CPSR m´as limitado por dise˜no que el de una IPMSM, y su ausencia de saliencia en el rotor descarta el uso de control sensorless a bajas velocidades [?]. Tesla solventa el problema de las p´erdidas de conducci´on sustituyendo las barras y anillos de cortocircuito del rotor por un material con menores p´erdidas de conducci´on como es el cobre (ver figura ??) [?], alcanzando, a su vez, mayor densidad de par y ratio de aceleraci´on. Sin embargo, esto aumenta mucho los costes de producci´on. El uso de nuevos y mejores materiales en el rotor y el est´ator, como los aceros SiFe de alta resistencia el´ectrica para reducir las p´erdidas en hierro [?], es crucial para la mejora de las prestaciones en las IMs. Sobre todo con la tendencia a dise˜nar m´aquinas de cada vez mayor velocidad. La IM del Tesla Model S, por ejemplo, tiene una velocidad punta de 16000 rpm [?], no obstante, est´an desarroll´andose prototipos de IM con velocidades que llegan a los 60000 rpm [?]. A velocidades tan altas las reductoras mec´anicas convencionales resultan problem´aticas, por lo que suele ser interesante el uso de engranajes magn´eticos como reductoras fijas o variables [?]. En [?], por ejemplo, se presenta un dise˜no de IM con una velocidad de 970 rpm y par de 984 Nm, en el que se logra una salida a 119 rpm con un par de 7970 Nm mediante un sistema de engranajes magn´eticos incorporado a la misma estructura de la m´aquina. Si se analiza la penetraci´on de ´esta tecnolog´ıa en el mercado es claramente la m´as usada en aplicaciones industriales, debido, principalmente, a sus caracter´ısticas de arranque directo, robustez y bajo coste de producci´on [? ? ]. Asimismo, esta tecnolog´ıa est´a tambi´en extendida en los veh´ıculos pesados (miner´ıa, construcci´on, 3.4 Tecnolog´ıas de m´aquinas el´ectricas 85 Figura 3.20: Secci´on transversal de una SRM [? ]. etc.) y de tracci´on ferroviaria, no as´ı tanto en EVs comerciales. No obstante Tesla sigue apostando por ´esta tecnolog´ıa en todos sus modelos, como en el Roadster [? ] con una m´aquina de 185 kW (autonom´ıa de 360 km y velocidad punta limitada a 201 km/h), as´ı como otros fabricantes en modelos puntuales. 3.4.5 M´aquina de reluctancia conmutada La de la SRM es una tecnolog´ıa con apenas presencia en modelos comerciales de EVs, no obstante, se est´a postulando como sustituta de las PMSMs gracias a las buenas prestaciones que posee actualmente y el rango de mejora que a´un presenta. El rotor de esta m´aquina no presenta PMs o conductores de corriente. Su construcci´on consiste solamente en l´aminas de acero apiladas con polos salientes (ver figura ??) [?], haciendo a esta m´aquina m´as robusta que la IM o la Syn-RM. A diferencia de la PMSM, Syn-RM o IM con su corriente de excitaci´on sinusoidal, la SRM usa pulsos de corriente DC trapezoidales para excitar sus bobinados [?]. La producci´on de par en estas m´aquinas se rige por un principio mec´anico parecido al de las Syn-RMs: el rotor tiende a desplazarse hacia la posici´on de m´axima inductancia (m´ınima reluctancia magn´etica), alineando, as´ı, el polo de rotor con el polo de est´ator excitado m´as cercano [? ? ]. Siempre que el est´ator y el rotor tengan diferentes n´umeros de polos, la excitaci´on de las m´ultiples fases de la m´aquina har´a que el rotor gire a una frecuencia igual a la frecuencia de excitaci´on dividida por el n´umero de polos del rotor [?], por lo que se consideran m´aquinas s´ıncronas. Al igual que lo observado anteriormente con las IPMSMs o las Syn-RMs, el par reluctante producido por las SRMs se maximiza aumentando el gradiente de inductancia en cada fase, siendo m´axima cuando el polo del rotor est´a alineado 86 M´aquinas el´ectricas para veh´ıculo el´ectrico con el polo de est´ator excitado y m´ınima cuando est´an totalmente desalineados [? ? ]. ´ Esto implica que la producci´on de par se vea beneficiada por la elecci´on de un entrehierro lo m´as peque˜no posible y de las propiedades magn´eticas de las l´aminas de acero. Esta m´aquina posee numerosas ventajas. Debido al m´ınimo acoplo magn´etico que muestra entre los devanados de fase, a su bobinado concentrado y a que cada fase es independiente y aislada con respecto a las dem´as, presenta una tolerancia a fallos intr´ınseca y mayor que la de las m´aquinas anteriormente evaluadas [? ? ]. Al no tener que hacer uso de corriente para cancelar el acoplamiento de flujo magn´etico, muestra alta eficiencia a elevadas velocidades y peque˜no par de carga [?]. Asimismo, pueden lograrse altos valores de CPSR alcanzando un amplio rango de velocidad en la regi´on de potencia constante [?]. Muestra facilidad para variar el n´umero de fases en el dise˜no teniendo que cambiar solamente la combinaci´on de n´umero de polos en est´ator/rotor, por lo que es una buena candidata para aplicaciones multifase. Igualmente, la simplicidad de construcci´on del rotor y su ausencia de PMs reducen considerablemente los costes de producci´on de la m´aquina, aumentando tambi´en su robustez y permitiendo operar a muy altas velocidades y a temperaturas extremas [?]. Adem´as, el rotor posee menor inercia comparado con las dem´as m´aquinas analizadas, mejorando, as´ı, tanto la sensaci´on de conducci´on como las caracter´ısticas de aceleraci´on/deceleraci´on [?]. En contraposici´on, esta tecnolog´ıa requiere de un control m´as complejo (comparado con las dem´as m´aquinas analizadas) debido, principalmente, a las particularidades de su funcionamiento y a sus caracter´ısticas no lineales [???]. Igualmente, el rendimiento y efectividad del control dependen directamente de la precisi´on en la medida de posici´on del rotor. Entre otras desventajas, la naturaleza pulsante del modo de excitaci´on de estas m´aquinas es culpable de producir vibraciones radiales (traducidas en ruido sonoro) y alto rizado de par, afectando negativamente a la calidad de conducci´on [? ? ?]. Con todo, cabe aclarar que la silenciosa circulaci´on de, en general, todos los EVs est´a siendo problem´atica (causante de accidentes). De hecho, algunos modelos ya est´an incorporando instrumentos de ruido artificial, por lo que el ruido derivado de las vibraciones puede tener un car´acter no tan perjudicial. La tecnolog´ıa de SRM, al igual que la de Syn-RM y la PM assisted Syn-RM, no tiene una maduraci´on equiparable a la PMSM o IM. Sin embargo, su optimizaci´on se est´a dando a pasos agigantados debido al inter´es que despierta en la comunidad acad´emica e industria. Un reflejo es la gran cantidad de trabajos de investigaci´on que se publican. A continuaci´on, se comentan algunas de las lineas 3.4 Tecnolog´ıas de m´aquinas el´ectricas 87 (a) Est´ator bobinado con n´ucleos en forma de U. (b) Rotor de la m´aquina. Figura 3.21: Prototipo de SRM con 12/15 polos de rotor externo [? ]. de investigaci´on y enfoques novedosos que se est´an llevando a cabo. Por un lado, se est´an realizando mejoras de las SRMs sin tener que cambiar su dise˜no b´asico (ver figura ??). Como ejemplo, el prototipo presentado de [?] (50 kW y 1200 rpm) que ofrece un 18 % m´as de par para un dise˜no del mismo volumen y masa. De acuerdo con [?], para mejorar tanto la densidad como el rizado de par, as´ı como la eficiencia y el ´area de operaci´on, es necesario aumentar el n´umero de polos (en el rotor y el est´ator) y usar acero magn´etico en la construcci´on. Un ejemplo de ´esto es el de [?], donde se llegan a alcanzar los 45 Nm/l con un prototipo de 70 kW. Aun as´ı, tambi´en se realizan mejoras con nuevos enfoques de dise˜no, como en [?] con un dise˜no de doble est´ator en el que se logra un incremento de par del 36 % para el mismo volumen de m´aquina. Al igual que en las dem´as tecnolog´ıas, la tendencia de dise˜nar m´aquinas m´as r´apidas para reducir masa y p´erdidas tambi´en est´a presente en este tipo de m´aquina [? ? ? ? ]. En este sentido, existen algunos estudios que est´an analizando la posibilidad de dise˜nos de alta velocidad sin cojinetes [?] para solucionar los problemas derivados de funcionar a alta velocidad. Por ejemplo, en [?] se dise˜na un prototipo de 45 kW con una velocidad nominal de 8000 rpm y un CPSR de 4. Una de las razones que limitan la velocidad de las m´aquinas son las consideraciones mec´anicas de los encoders comerciales, sin embargo, existen ya estudios avanzados sobre sensores reflectores no intrusivos como el de [?] en el que se desarrolla un control directo de posici´on de hasta 100000 rpm. Los dise˜nos multipolo direct-drive para reducir el rizado de par [?], o los compactos y en forma de disco para aplicaciones in-wheel, est´an presentes en todas las tecnolog´ıas y no son una novedad dentro de las SRMs. Sin embargo, en ´estas 94 M´aquinas el´ectricas para veh´ıculo el´ectrico Eficiencia (%) 84 86 88 90 92 94 96 98 Densidad de potencia (kW/L) 0 2 4 6 8 10 12 14 16 (211, 2768) (400, 1200) (209, 2768) (340, 1200) (286, 2750) (205, 2800) (211, 2800) (294, 1500) (260, 2750) (400, 2500) (79, 7000) (206, 2800) (3.4, 1500) (90, 3300) (297, 1500) (110, 4000) (970, 984) (188, 2800) (270, 1500) (100, 3000) (207, 2768) (280, 2750) (303, 1500) (39, 1850) (217, 2200) (210, 2800) (18, 3600) (318, 3000) (30, 2600) SRM IM PMSM Syn-RM PMaSyn-RM Figura 3.25: Comparaci´on de prototipos de m´aquinas en relaci´on a su eficiencia y densidad de potencia. Entre par´entesis par nominal y velocidad nominal [? ? ? ? ? ???????????????]. relaci´on al di´ametro exterior del rotor y longitud axial de la m´aquina, as´ı, los resultados no son comparables a los modelos comerciales presentados al comienzo del cap´ıtulo. Por todo esto, los resultados deben interpretarse cuidadosamente. En la figura ?? se muestra una recopilaci´on de dise˜nos vanguardistas de cada una de las tecnolog´ıas estudiadas. En ella se muestra que, a d´ıa de hoy, existen dise˜nos de SRMs comparables en eficiencia y/o densidad de potencia a las PMSMs. La tecnolog´ıa de SRM ha demostrado, por lo tanto, superioridad en varias caracter´ısticas importantes (tolerancia a fallos, robustez y costes), disponer de dise˜nos con alta densidad de potencia y eficiencia y, por otro lado, una madurez tecnol´ogica suficiente para ser aplicada en ciertos sectores (construcci´on y miner´ıa). Todo esto con un margen de mejora tecnol´ogica muy relevante para adecuarlas a las necesidades de los EVs de pasajeros. Es por todo esto que se las pueda considerar como una buena alternativa plausible y futurible. 3.6 Conclusiones 95 3.6 Conclusiones En el presente cap´ıtulo, se han analizado las m´aquinas el´ectricas actualmente empleadas, y futuribles, en EVs para conocer el estado actual y sus tendencias. Los objetivos tecnol´ogicos propuestos, en relaci´on a los EVs, por las diferentes agencias y organismos internacionales son muy ambiciosos en lo que respecta a la m´aquina el´ectrica. Las PMSMs ofrecen una alta densidad de potencia y buena eficiencia, es por esto que, hoy por hoy, sea la tendencia preferida y se encuentre en la mayor´ıa de modelos comerciales. Sin embargo, las PMSMs son muy sensibles a los vaivenes de suministro y costes que sufren las tierras raras de los PMs que usan, siendo el de los EVs un mercado muy sensible a este tipo de fluctuaciones. Las tierras raras se han vuelto una materia prima estrat´egica en la mayor´ıa de sectores tecnol´ogicos y, debido a que su explotaci´on est´a sujeta a intereses pol´ıticos m´as all´a de los puramente econ´omicos/tecnol´ogicos, se est´an redoblando esfuerzos para encontrar alternativas tecnol´ogicas en todos los ´ambitos posibles. Las principales alternativas de m´aquinas libres de tierras raras son: la Syn-RM, la PM assisted Syn-RM, la IM y la SRM. Todas ellas suficientemente maduras, e incluso implementadas en algunos modelos comerciales (excepto la Syn-RM), como para consider´arselas futuribles. De entre todas estas alternativas, es la tecnolog´ıa de SRM la que presenta un mejor equilibrio con una tolerancia a fallos y robustez inherentes que la diferencian y alzan frente a las dem´as tecnolog´ıas, junto a una eficiencia considerablemente buena a altas velocidades. Adem´as, su coste de producci´on es muy bajo en comparaci´on a las PMSMs. Asimismo, las debilidades de la tecnolog´ıa de SRM (rizado de par y ruido ac´ustico) han hecho que su aplicaci´on se haya dado en aplicaciones donde no son una tara, principalmente EVs de construcci´on y miner´ıa. En resumen, la tecnolog´ıa de SRM dispone, por un lado, de dise˜nos con alta densidad de potencia y eficiencia y, por otro lado, de un un margen de mejora tecnol´ogica muy relevante actualmente en estudio que la hacen flexible para satisfacer las necesidades de los EVs de pasajeros. Es por todo esto que se la considera la alternativa m´as plausible y futurible. Por todo esto, la tecnolog´ıa de SRM es la estudiada en la presente tesis. En el cap´ıtulo ?? se analizar´an en profundidad diversos aspectos de las SRMs (desde los principios de funcionamiento y dise˜no, pasando por las topolog´ıas de convertidor y hasta los tipos de control) para comprender sus peculiaridades y, as´ı, poder profundizar en alguna mejora. 96 M´aquinas el´ectricas para veh´ıculo el´ectrico Parte II Tren de tracci´on del EV basado en tecnolog´ıa SRM Cap´ıtulo 4 Accionamientos de la m´aquina de reluctancia conmutada 4.1 Introducci´on Tras el an´alisis realizado en el cap´ıtulo ??, la tecnolog´ıa de la tecnolog´ıa de m´aquina de reluctancia conmutada (Switched Reluctance Machine, SRM) presenta las mejores prestaciones entre las alternativas de m´aquinas libres de tierras raras. En este sentido, se constata que la tecnolog´ıa de SRM dispone, por un lado, de soluciones con alta densidad de potencia y eficiencia y, por otro lado, de un margen de mejora tecnol´ogica muy relevante de cara a satisfacer las necesidades de los veh´ıculos el´ectricos (Electric Vehicles, EVs) de pasajeros. Las SRMs presentan una estructura simple, robusta y de bajo coste. Adem´as, las fases son el´ectricamente independientes unas de otras, proporcionando una tolerancia a fallos superior. Sus caracter´ısticas estructurales y el´ectricas hacen que sea una m´aquina el´ectrica con un funcionamiento diferente a las dem´as y, en consecuencia, requiera de esquemas de control y topolog´ıas de convertidor especialmente pensadas para satisfacer sus necesidades particulares. En la figura ?? se muestra una configuraci´on b´asica de una SRM, incluyendo la electr´onica de potencia y la m´aquina el´ectrica. En este contexto, el presente cap´ıtulo pretende realizar una revisi´on en profun- 100 Accionamientos de la m´aquina de reluctancia conmutada S11 S12 D11 D12 Vbat S11 S12 D11 D12 S11 S12 D11 D12 Convertidor Motor Figura 4.1: Configuraci´on b´asica de una SRM de tres fases y 6/4 polos. didad del estado de la tecnolog´ıa de SRM. Es por ello por lo que inicialmente se va a abordar el an´alisis de los principios matem´aticos de funcionamiento y, a continuaci´on, las reglas de dise˜no de la m´aquina. Seguidamente, se exponen las diferentes topolog´ıas de convertidor especialmente pensadas para las SRMs, y tras ´esto, se realiza una comparaci´on mediante simulaci´on y an´alisis de m´odulos comerciales de las dos opciones m´as viables. Y para finalizar, se presenta un estudio sobre los distintos esquemas de control y modulaci´on aplicables en las SRMs. Finalmente, los an´alisis y conclusiones realizados en el presente cap´ıtulo establecen los criterios para la elecci´on de la plataforma experimental del cap´ıtulo ?? y para la plataforma de validaci´on del cap´ıtulo ??. 4.2 Principios de funcionamiento y producci´on de par de la SRM A continuaci´on, se profundiza en el modelo matem´atico de las SRMs para permitir una mejor comprensi´on del dise˜no estructural, las din´amicas de funcionamiento y, por consiguiente, su control y modulaci´on. La figura ?? muestra el circuito equivalente monof´asico de una SRM, para el cual se ha despreciado la inductancia mutua entre fases con el objetivo de simplificar el estudio. Esta simplificaci´on viene originada, principalmente, debido a la dificultad de obtenci´on de datos de modelos no-lineales mediante simulaciones FEM [? ? ]. En el circuito mostrado, la tensi´on Vaplicada a la fase es igual a la suma de la ca´ıda en la resistencia de fase Rsy la derivada del flujo magn´etico ψ: 4.2 Principios de funcionamiento y producci´on de par de la SRM 101 RsL V i EMF + - Figura 4.2: Circuito equivalente de una SRM monof´asico. V=Rsi+dψ (θ, i) dt .(4.1) A su vez, ψse define como: ψ=L(θ, i)i, (4.2) siendo Lla inductancia dependiente de la posici´on de rotor θy la corriente de fase i. Sustituyendo la expresi´on (??) en (??) y desarroll´andola se obtiene: V=Rsi+d[L(θ, i)i] dt =Rsi+L(θ, i)di dt +idθ dt dL (θ, i) dθ = =Rsi+L(θ, i)di dt +dL (θ, i) dθ ωi | {z } EMF ,(4.3) donde ωes la velocidad del rotor dada por: ω=dθ dt .(4.4) En la expresi´on (??) los tres primeros t´erminos de la parte derecha representan la ca´ıda de tensi´on en la resistencia, la ca´ıda de tensi´on en la inductancia y la EMF inducida, respectivamente. Dicho en otros t´erminos, representan las p´erdidas de Joule, la energ´ıa almacenada en el devanado y el trabajo ´util. Debido a la naturaleza saliente de ambos polos (rotor y est´ator) de la SRM, la reluctancia del flujo magn´etico var´ıa dependiendo de la posici´on del rotor. En la posici´on desalineada θ=θ1(ver figura ??) la reluctancia magn´etica es m´axima. 102 Accionamientos de la m´aquina de reluctancia conmutada ϴ = ϴ1 ϴ = ϴ2 ω (a) Posici´on desalineada. ϴ = ϴ1 ϴ = ϴ2 ω (b) Posici´on alineada. Figura 4.3: Principio de producci´on de par en una SRM [? ]. Por consiguiente, el polo del rotor tiende a alinearse con el polo del est´ator excitado. En esta posici´on, θ=θ2(ver figura ??), la reluctancia del flujo magn´etico es m´ınima. De este modo, la producci´on de par puede explicarse matem´aticamente usando el principio de conversi´on de energ´ıa electromagn´etica [?]. A continuaci´on, se analiza el ciclo de conversi´on de energ´ıa de una SRM. 4.2.1 Ciclo de conversi´on de energ´ıa para la producci´on de par En la figura ?? se ve el ciclo de conversi´on de energ´ıa en funci´on de ψei. Comenzando con la figura ??, ´esta muestra las curvas de producci´on de ψen funci´on de ipara diferentes posiciones del rotor (??). En la posici´on desalineada θ=θ1el entrehierro es tan grande que no ocurre saturaci´on magn´etica alguna, es por ello que la funci´on se muestra lineal. A su vez, en la posici´on alineada θ=θ2 el circuito magn´etico se satura y la funci´on se muestra logar´ıtmica. Siguiendo con la explicaci´on del ciclo, al magnetizar la fase se genera un par tangencial que hace girar el rotor, y consecuentemente desplaza el punto de operaci´on desde el punto 0 hasta el punto B a lo largo de la curva 0AB de la figura ??. Durante este proceso la fuente de alimentaci´on habr´a suministrado una energ´ıa entrante Win igual al ´area {0ABD0}. La curva 0EB muestra la producci´on de ψ en funci´on de la corriente icorrespondiente a una posici´on de rotor θ=θB. Por ´ultimo, el ´area {0EBD0}es la energ´ıa magn´etica almacenada en el devanado Wd para ese mismo punto operacional. As´ı pues, la Win puede expresarse como: 4.2 Principios de funcionamiento y producci´on de par de la SRM 103 i ϴ = ϴ1 ϴ = ϴ2 ψ ϴC ϴB ϴA (a) Curvas del ciclo de conversi´on de energ´ıa. 0 EWem1 B A Wd alineado desalineado i D ψ (b) Magnetizaci´on. 0 E B A Wf alineado desalineado i D C Wem2 ψ (c) Desmagnetizaci´on. 0 E B A alineado desalineado i D C Wem ψ Wf (d) Ciclo entero. Figura 4.4: Diagrama del ciclo energ´etico de una SRM para el modo motor. Win ={0ABD0}={0ABE0}+{0EBD0}=Wem1+Wd,(4.5) donde Wem1es la energ´ıa convertida en par electromagn´etico durante la transici´on del punto 0 al punto B. Por otro lado, en el punto operacional B el polo del rotor no est´a a´un alineado con su correspondiente polo del est´ator. Sin embargo, puesto que una corriente diferente a cero a partir de θ=θ2(ver figura ??) genera par negativo al sentido de rotaci´on, da comienzo la desmagnetizaci´on de la fase para reducir la corriente a cero. En este punto, durante la transici´on del punto de operaci´on B hasta 0 (ver figura ??) la energ´ıa que comprende el ´area {0CBD0}es devuelta a la fuente de 110 Accionamientos de la m´aquina de reluctancia conmutada Tabla 4.1: Combinaciones comunes de polos en SRMs Nr m= 1 m= 2 p Ns- + Ns- + 3 6 4 8 12 8 16 4 8 6 10 16 12 20 5 10 8 12 20 16 24 tama˜no de los devanados ubicados entre los polos del est´ator. Cabe destacar que, durante la operaci´on de la SRM, pueden producirse peque˜nos intervalos donde la alimentaci´on de dos fases se solapa. En cuanto al proceso de dise˜no, las SRMs deben afrontar tres aspectos de dise˜no ineludibles, tal y como se comentan a continuaci´on: 1. N´umero de polos del est´ator Nsy del rotor Nr. Para una rotaci´on continua, los polos deben estar distribuidos equitativamente por toda la circunferencia y cumplir las siguientes relaciones [? ? ]: Ns= 2mp (4.19) y Nr= 2m(p±1) ,(4.20) donde pes el n´umero de fases de la m´aquina y mel n´umero de polos por fase. Con el fin de minimizar la frecuencia de conmutaci´on y reducir las p´erdidas del hierro, suele escogerse una relaci´on Nr< Ns(us´andose (??) con signo negativo). La tabla ?? muestra la relaci´on de combinaciones m´as habituales. El dise˜no m´as com´un de SRM es la configuraci´on de tres fases y relaci´on de polos Ns/Nrde 6/4 (ver figura ??) [? ? ]. Esta configuraci´on ofrece un gradiente de ´angulo mayor para el adelanto del ´angulo de disparo a altas velocidades [?], menores costes [?] y mayor ranura para el devanado de fase [?]. Tambi´en es importante destacar que este dise˜no se caracteriza por un gran rizado de par [? ? ] y problemas con el par de arranque [?]. Por otra parte, teniendo en cuenta criterios de fiabilidad y costes/efectividad, la configuraci´on de cuatro fases y 8/6 polos (ver figura ??) es tambi´en muy 4.3 Dise˜no y estructura de la SRM 111 A A´ B B´ C C´ (a) Tres fases 6/4 polos. A A´ C C´ B B´ D D´ (b) Cuatro fases 8/6 polos. Figura 4.8: Configuraciones m´as comunes de SRMs [? ]. habitual [? ? ]. Esta configuraci´on muestra mejor comportamiento en el rizado de par y par de arranque [?], pero sus costes de fabricaci´on son mayores, as´ı como la necesidad de dispositivos el´ectricos adicionales derivados de su cuarta fase [?]. Asimismo, la frecuencia el´ectrica fede la SRM es una funci´on de Nry de la frecuencia mec´anica fm, tal que: fe=fmNr.(4.21) Por lo tanto, en aplicaciones de baja velocidad, como en la direct-drive, son preferibles configuraciones con m´as de un polo por fase (m > 1) [?] como la 12/8 de tres fases o la 16/12 de cuatro fases (ver tabla ??). En [?], por ejemplo, se presenta un prototipo de tres fases y 12 pares de polo por fase, dando lugar a una m´aquina de 72/48 polos y 120 rpm de velocidad nominal. 2. Rotor interno o externo. Las m´aquinas de rotor interno son las m´as usuales; sin embargo, las configuraciones de gran n´umero de pares de polos son especialmente atractivas para aplicaciones in-wheel [? ? ]. Un ejemplo de ello son los dise˜nos de rotor exterior (ver figura ??) directamente acoplados a la rueda sin necesidad de reductora [? ? ]. Asimismo, para reducir el rizado de par en estas configuraciones, suele escogerse una relaci´on Nr> Ns, us´andose (??) con signo positivo (ver tabla ??). Aunque estos dise˜nos de rotor exterior derivan en mayores vibraciones y mayor estr´es t´ermico (debido a la dificultad de refrigerar el est´ator), la inherente tolerancia a 112 Accionamientos de la m´aquina de reluctancia conmutada A A´ C C´ B B´ Figura 4.9: Configuraci´on de tres fases y 6/8 polos con rotor exterior [? ]. altas temperaturas y robusta estructura de las SRMs las convierten en buenas candidatas para afrontar estos problemas. 3. Direcci´on del flujo. Las m´aquinas convencionales tienen un dise˜no de flujo radial, aun as´ı, en los ´ultimos a˜nos han surgido dise˜nos de flujo axial [? ? ? ]. Un ejemplo de ello es la m´aquina mostrada en la de la figura ??. En estas m´aquinas, la tracci´on radial perpendicular al eje de rotaci´on es despreciable, por lo que las vibraciones derivadas de esta tracci´on son m´ınimas [?]. Adem´as, presentan varias ventajas [???]: entrehierro ajustable, apropiadas para dise˜nos con ratio de longitud axial/di´ametro bajo, f´acil enfriamiento y fabricaci´on laminar sencilla. Por todo esto, son apropiadas para la aplicaci´on in-wheel [?] y permiten una gran variedad de dise˜nos estructurales diferentes [?]. Adem´as de estos aspectos de dise˜no, existen otros que pueden tener importancia para una aplicaci´on espec´ıfica, como es el caso del EV. Dichos aspectos son los siguientes: 4. Aprovechamiento del espacio interno. En los dise˜nos convencionales se produce un desaprovechamiento del espacio ´util de la m´aquina [? ? ? ], disminuyendo, as´ı, la densidad de potencia y densidad de par de la m´aquina. Con el fin de mejorar esta situaci´on y aprovechar mejor el espacio en la producci´on de par, existen dos l´ıneas de dise˜no diferentes: •Adoptar m´ultiples dientes por polo de est´ator [? ? ]. La figura ?? muestra un ejemplo con una configuraci´on de tres fases con dos dientes por polo de est´ator. Sin embargo, esta estructura multi-diente quita espacio al bobinado de cobre y, pudiendo llegar a disminuir la potencia m´axima que la SRM puede generar. Adem´as, reduce tambi´en la dife- 4.3 Dise˜no y estructura de la SRM 113 Rotor Devanado Estátor Figura 4.10: Configuraci´on de tres fases y 6/4 polos estructura axial [? ]. rencia de inductancia entre las posiciones de alineado y desalineado, disminuyendo, as´ı, la producci´on de par [?]. •Emplear topolog´ıas con doble est´ator [? ? ]. En estas m´aquinas (ver figura ??) la mayor´ıa de dise˜nos duplican los segmentos exterior e interior, manteniendo, as´ı, la relaci´on de n´umero de polos [? ? ? ? ]. Aparte de aumentar la producci´on de par, reducen las vibraciones y ruido ac´ustico [? ? ], as´ı como aumentan el par de arranque [?]. Por otro lado, la estructura es m´as compleja que la convencional y, por lo tanto, se incrementan los costes de producci´on [?]. Adem´as, los extremos del devanado son tambi´en m´as grandes, lo cual, hace ocupar m´as espacio [?]. Por otra parte, aunque el rizado de par baje considerablemente debido a la estructura, sigue d´andose en menor medida a causa de la naturaleza pulsante de la m´aquina. Este tipo de m´aquinas requieren nuevos dise˜nos de rotor. En este contexto, [?] analiza el impacto de la forma en el perfil de torsi´on para luego desarrollar un m´etodo interactivo que configura autom´aticamente el rotor mediante an´alisis FEM. 5. Divisi´on de la estructura interna. Los dise˜nos convencionales de SRMs poseen una estructura de est´ator y de rotor laminados, ya sea de forma axial o radial, pero con chapas macizas de acero magn´etico, lo cual aumenta notablemente la masa total de la m´aquina. ´ Esta es, por otro lado, la construcci´on t´ıpica de la mayor´ıa de m´aquinas el´ectricas. En este contexto, existen planteamientos alternativos para la mejora de este aspecto, como por ejemplo: 114 Accionamientos de la m´aquina de reluctancia conmutada A A´ B B´ C C´ (a) Configuraci´on de tres fases y 12/10 polos multi-diente. A A´ B B´ C C´ (b) Configuraci´on de tres fases y 6/4 polos con doble est´ator. Figura 4.11: Dise˜nos para maximizar el aprovechamiento del espacio interno [? ]. •Segmentaci´on del est´ator y/o rotor en distintos n´ucleos dejando espacios vac´ıos o de material diamagn´etico [?????]. Estos segmentos pueden ser de numerosas formas, sin embargo, las m´as habituales son los n´ucleos magn´eticos en forma de E (ver figura ??) [?????] o U [???] para est´ator o rotor, o simples barras axiales [????] para rotor. Al disminuir estos dise˜nos la masa total del sistema, aumentan el par y la potencia espec´ıficas. Adem´as, mejoran tambi´en el rizado de par disminuyendo las fuerzas radiales, las vibraciones y el ruido ac´ustico [? ? ]. La eficiencia, por su parte, mejora debido a la reducci´on de p´erdidas de hierro y cobre [? ? ]. Estas m´aquinas est´an siendo ampliamente investigadas y, actualmente, hay estudios sobre modelos avanzados para su mejor control [?] y sobre las mejores combinaciones de n´umero de polos del est´ator/rotor para aplicaci´on de rotor externo [?]. •Divisi´on de la m´aquina mediante secciones axiales. Estos dise˜nos est´an siendo analizados debido a la gran tolerancia a fallos que demuestran [? ? ? ? ]. Adem´as, los m´odulos pueden ser dise˜nados individualmente (el´ectricamente independientes unos de otros) para satisfacer distintos criterios de funcionamiento (eficiencia en cierto punto de funcionamiento, alto par a bajas velocidades, amplio rango de velocidad, etc.). Este tipo de dise˜no ha sido descrito previamente en la subsecci´on ??, denominado MCM. 4.3 Dise˜no y estructura de la SRM 115 (a) Est´ator bobinado con n´ucleos en forma de E. (b) Rotor segmentado. Figura 4.12: Prototipo de SRM con 12/14 polos[? ]. N S NS NS N S NS NS A1 A2 A3 A4 Fase C Fase B Fase C Fase B PMs Fase A Fase A Segmento de estátor Figura 4.13: Secci´on axial de una SRM h´ıbrido con est´ator segmentado [? ]. 116 Accionamientos de la m´aquina de reluctancia conmutada 6. Incorporaci´on de imanes. Aunque uno de los grandes atractivos de las SRMs es el nulo uso de imanes permanentes, algunos nuevos estudios analizan la incorporaci´on parcial de estos imanes para aumentar su densidad de potencia y eficiencia [????????]. Estas m´aquinas son conocidas como SRMs de excitaci´on h´ıbrida (ver figura ??) [?]. Estos imanes pueden ser de tierras raras, tal y como se analizan en la secci´on ??, o de ferritas. Del mismo modo que las particularidades de las SRMs hacen que su dise˜no estructural difiera del resto de m´aquinas el´ectricas, las topolog´ıas de convertidor para SRM est´an especialmente pensadas para satisfacer los requisitos de ´estas y facilitar su funcionamiento. Por este motivo, en la siguiente secci´on se estudian las topolog´ıas m´as comunes que implementan m´aquinas SRM. 4.4 Topolog´ıas de convertidor para la SRM La selecci´on de la topolog´ıa de convertidor para una aplicaci´on espec´ıfica es un tema de suma importancia. Por ello, a lo largo de esta secci´on, se analizan las diferentes alternativas especialmente pensadas para las SRMs en EVs. Debido a las particularidades de las SRMs expuestas en las secciones precedentes, las topolog´ıas especialmente pensadas para ´estas deben cumplir con ciertos requerimientos t´ecnicos. Estos aspectos clave que diferencian a las SRMs de las dem´as m´aquinas el´ectricas son los siguientes [? ? ]: 1. La SRM produce par independientemente de la polaridad de la corriente de excitaci´on de fase, requiri´endose, por lo tanto, m´ınimamente un interruptor por devanado de fase para su magnetizaci´on/desmagnetizaci´on. 2. Derivado del anterior punto, hay siempre un interruptor conectado en serie con el devanado de fase, lo que hace a la SRM estar autoprotegido frente a fallos de conmutaci´on (shoot-through fault) [?]. 3. Las fases de la SRM son el´ectricamente independientes, lo que permite un control de corriente y par separado por cada fase. ´ Esto facilita, a su vez, el funcionamiento de la m´aquina en caso de fallo en alg´un devanado de fase, aunque disminuya la potencia de salida. 4. El acoplamiento mutuo entre fases de la SRM puede despreciarse para la mayor´ıa de aplicaciones, lo que se traduce en una ventaja para el control independiente de fases. 5. La inductancia de fase de las SRMs var´ıa con respecto a la posici´on del rotor. 4.4 Topolog´ıas de convertidor para la SRM 117 Vdc S1D1S2D2 D5 S5 S4D4 S3D3 S6D6 M Figura 4.14: Convertidor en modo fuente de tensi´on trif´asico de dos niveles. Debido a todas estas consideraciones, las topolog´ıas cl´asicas usadas en inversores, como puede ser la de la figura ??, no suelen ser empleadas en m´aquinas SRM. Asimismo, desde mediados de la d´ecada de los 80 se han presentado una gran variedad de topolog´ıas para los convertidores SRM [? ? ? ? ]. En esta carrera constante han surgido topolog´ıas con menor n´umero de interruptores, tiempos de magnetizaci´on y desmagnetizaci´on m´as r´apidos, mejor eficiencia, factor de potencia alto y mayor potencia [? ? ]. Sin embargo, las ventajas de estas topolog´ıas siempre han venido acompa˜nadas de otras desventajas, tal y como se ver´a a continuaci´on. De este modo, hay que tener en cuenta que la elecci´on de topolog´ıa de convertidor es siempre dependiente de las caracter´ısticas de la aplicaci´on. Y en el caso de los sistemas de tracci´on en automoci´on, ´estos deben ser capaces de soportar severas condiciones de funcionamiento. Es por esto que en la elecci´on de la topolog´ıa se tienen en cuenta factores como el coste, la robustez, la complejidad estructural, la tolerancia a fallos y la eficiencia. En relaci´on a las caracter´ısticas particulares de las SRMs expuestas con anterioridad, el convertidor de la SRM debe cumplir los siguientes requerimientos t´ecnicos [? ? ]: 1. Cada fase del convertidor de SRM debe ser capaz de conducir de forma independiente con respecto a las dem´as. 2. El convertidor debe ser capaz de desmagnetizar la fase antes de que ´esta entre en la regi´on de regeneraci´on, en caso de estar funcionando como motor. A su vez, debe ser capaz de excitar la fase antes de que ´esta entre en la regi´on de tracci´on, en caso de estar funcionando en modo generador. A parte de estos dos requisitos fundamentales, el convertidor debe satisfacer ciertos requerimientos adicionales con el fin de mejorar importantes aspectos del 118 Accionamientos de la m´aquina de reluctancia conmutada Topologías de Convertidor para Aplicación SRM En Puente Asimétrica Fase compartida Interruptor compartido Puente en H Capacitivos C-Dump Buck-Boost DC compartido Sood Magnéticos Bifilar Devanado auxiliar Disipativos R-Dump Conmutación Fuerte Resonante en serie ZVT ZCT AQRDCL Conmutación Suave Figura 4.15: Clasificaci´on de topolog´ıas de convertidor de SRM por t´ecnica de conmutaci´on [? ]. comportamiento de la m´aquina (mayor eficiencia, tiempos de excitaci´on y desmagnetizaci´on m´as r´apidos, mayor potencia y tolerancia a fallos) [? ? ? ? ? ? ]. Estos requerimientos adicionales son los siguientes: 1. Permitir un control solapado de fases (phase overlap control). 2. Poder regenerar a la fuente la energ´ıa proveniente de la fase saliente (desmagnetizaci´on) y/o usarla en la pr´oxima fase entrante (magnetizaci´on). 3. Poder generar en un corto per´ıodo de conmutaci´on una tensi´on negativa suficientemente alta para reducir el tiempo de desmagnetizaci´on. 4. Permitir un funcionamiento en freewheeling una vez magnetizada la fase para reducir la frecuencia de conmutaci´on, reduciendo, as´ı, las p´erdidas de conmutaci´on e hist´eresis. 5. Aplicar una tensi´on de excitaci´on positiva alta para establecer una corriente de fase mayor, lo que mejora la potencia de salida de la m´aquina. 6. Incorporar un bus DC para amortiguar los flujos de energ´ıa entre los devanados y la fuente de energ´ıa. Como se ha indicado, estos ´ultimos requerimientos no son estrictamente necesarios, pero s´ı convenientes para un mejor funcionamiento, por lo que se exigen a la hora de considerar las topolog´ıas v´alidas para aplicaci´on de EV. 4.4 Topolog´ıas de convertidor para la SRM 119 4.4.1 Clasificaci´on de topolog´ıas de convertidor para SRM En la figura ?? puede verse algunas de las topolog´ıas de convertidor para SRM clasific´andolas seg´un la t´ecnica de conmutaci´on: conmutaci´on suave (soft-switching) y conmutaci´on fuerte (hard-switching) [? ? ]. Adem´as, dentro de las alternativas de conmutaci´on fuerte, se ha realizado una subdivisi´on atendiendo a las caracter´ısticas constructivas (topolog´ıas en puente, capacitivas, magn´eticas y disipativas). Las topolog´ıas m´as usadas para la aplicaci´on de EV son las de conmutaci´on fuerte. Sin embargo, existen numerosos estudios que contemplan la incorporaci´on de circuitos auxiliares en aplicaciones de EV para la mejora de ciertos aspectos de funcionamiento [? ? ], como pueden ser los circuitos resonantes para aplicar una conmutaci´on suave en el sistema y disminuir las p´erdidas de conmutaci´on en los interruptores. Si se comparan estas topolog´ıas frente a las de conmutaci´on fuerte, las primeras son mucho m´as eficientes y especialmente preparadas para aplicaciones de alta frecuencia. A pesar de ´esto, el uso de topolog´ıas resonantes implica un n´umero de componentes mayor en el convertidor, disminuyendo, as´ı, la tolerancia a fallos y aumentando los costes generales y la complejidad del control. Por consiguiente, y salvo en casos puntuales, no es justificable el uso de convertidores resonantes en la aplicaci´on de EV [? ? ? ]. Algo similar sucede con las topolog´ıas magn´eticas y la disipativa (ver figura ??), las primeras no son econ´omicamente viables para grandes m´aquinas el´ectricas, mientras que las segundas muestran una eficiencia escasa. Ambas son razones de peso para excluirlas en aplicaci´on de EV [?]. Por otro lado, aunque no se ha considerado en la clasificaci´on de la figura ??, existen tambi´en las topolog´ıas multinivel en SRMs [???????]. ´ Estas topolog´ıas permiten dividir entre varios dispositivos semiconductores la potencia que se aplica en cada fase de la carga, posibilitando operar a niveles de tensi´on mayores que sus hom´ologos de dos niveles. Sin embargo, estos sistemas son complejos, suponiendo un alto coste y complejidad del sistema que hacen que este tipo de tecnolog´ıa no sea apropiada para EVs [? ? ]. Por lo tanto, las topolog´ıas de convertidor que a continuaci´on se analizan, son las pertenecientes a las categorias de “en puente” y “capacitivas” (ver figura ??). A su vez, y debido a su menor inter´es, las topolog´ıas multinivel, magn´eticas, disipativa y de conmutaci´on suave se analizan en profundidad en el anexo ??. 126 Accionamientos de la m´aquina de reluctancia conmutada Tabla 4.3: Ventajas y desventajas de topolog´ıas de convertidor SRM capacitivas. Ventajas Desventajas C-Dump ✓Permite un control de fases independiente con un número mínimo de interruptores. ✗La tensión de desmagne�zación está limitada por la diferencia entre la tensión del C-dump y la de la fuente de tensión. ✗Pérdidas adicionales en el circuito de freewheeling/desmagne�zación. ✗Los fallos en el sistema de carga/descarga del C-dump son catastróficos. Sood ✓Bajo número de componentes usados. ✓Sus cuatro posibles modos de funcionamiento le confieren un control del motor más libre. ✗Para implementar los cuatro modos de funcionamiento, requiere un control muy complejo. ✗Pérdidas adicionales en el circuito de regeneración. DC compar�do ✓Permite usar un solo interruptor por fase, sin tener que añadir componentes externos pasivos al sistema, y proporcionando aun así un control y eficiencia significa�vos. ✗Se requiere equilibrar el bus DC y las capacidades asociadas a las fases, lo que supone pérdidas adicionales independientemente del control. ✗Sólo la mitad de la tensión de alimentación es aplicada en los devanados de fase durante la magne�zación y desmagne�zación. ✗Requiere un número par de fases. ✗Menor tolerancia a fallos, pues un fallo en una fase afecta al balance de su fase pareja. Buck-Boost ✓La tensión de entrada es mayor que la de la fuente de alimentación, lo que permite una más rápida magne�zación del devanado de fase. ✓Cada fase puede controlarse de forma independiente, aun habiendo un sólo interruptor por fase de máquina. ✗Gran complejidad de circuito. ✗Se requiere un ra�ng mayor de tensión en los interruptores de potencia. 4.4 Topolog´ıas de convertidor para la SRM 127 Tabla 4.4: Clasificaci´on de topolog´ıas de convertidor de SRM por n´umero de interruptores, y cantidad de componentes. S D Bus C L R Th DC Compartido q q1Xq- - - Fase Compartida q q X- - - q C-Dump q+1 q+1 X1 1 - - Interruptor Compartido q+1 q+1 X- - - - Sood q+1 q+1 X 1 - - - buck-boost q+1 q+1 X1 1 - - Interruptor Compartido por dos fases q+1 q+1 X- - - - Asim´etrico 2q2qX- - - - buck-boost+Asim´etrica 2q+1 2q+1 X1 1 - - 1qes n´umero de fases de la m´aquina. por fase de la m´aquina, junto a informaci´on ´util de cantidad de componentes adicionales (diodos (D), necesidad de un bus DC (BUS), condensadores (C), inductancias (L), resistencias (R) y tiristores (Th)). Cuantos m´as componentes adicionales contenga la topolog´ıa, m´as susceptible es a que alguno pueda fallar y m´as compleja es su estructura. No obstante, tambi´en hay que decir que a mayor n´umero de componentes mayor controlabilidad. Lo mismo ocurre con el n´umero de interruptores y sus respectivos circuitos de disparo (gate drivers), aumentando en sobremanera el coste total del sistema y la probabilidad de fallos. Tal y como se ha visto, cada una de las topolog´ıas de convertidor SRM tiene sus ventajas y desventajas. Sin embargo, teniendo en cuenta los severos requerimientos del sector de la automoci´on, las mejores opciones de topolog´ıa son la C-Dump y la asim´etrica. La topolog´ıa C-Dump, debido a su estructura, muestra una menor tolerancia a fallos. Sin embargo, es atractiva considerando costes en componentes y flexibilidad de control, permitiendo un control independiente de fases y pudiendo operar en freewheeling. Por otro lado, la topolog´ıa asim´etrica posee grandes costes en componentes. Pese a esto, su controlabilidad (permitiendo el solapamiento de fases) y su tolerancia a fallos (especialmente su inherente protecci´on frente a cortocircuitos) compensan sus desventajas. Ademas, puede operar en freewheeling y muestra un mismo rendimiento tanto en magnetizaci´on como en desmagnetizaci´on. Por todo esto, ambas topolog´ıas son sometidas a un riguroso an´alisis a continuaci´on. 128 Accionamientos de la m´aquina de reluctancia conmutada 4.5 Topolog´ıas asim´etrica y C-Dump: an´alisis comparativo Con el fin de determinar cu´al es la mejor opci´on de topolog´ıa de convertidor SRM, a continuaci´on se realiza una profunda comparativa de la C-Dump y la asim´etrica. Se va a desgranar las caracter´ısticas de ambas, haciendo hincapi´e en: el funcionamiento y modos de operaci´on, las ventajas y desventajas y las variaciones y/o mejoras estructurales que puedan realizarse en cada una. En un segundo punto, se compara el comportamiento de las topolog´ıas mediante simulaci´on en Matlab Simulink R . Para finalizar, se presenta un estudio de mercado comparando los productos de los principales fabricantes de semiconductores, as´ı como la adaptabilidad de ´estos con ambas topolog´ıas. 4.5.1 Caracter´ısticas t´ecnicas de las topolog´ıas asim´etrica y C-Dump Las topolog´ıas asim´etrica y C-Dump gozan de una alta controlabilidad al poder manejar, de forma independiente, cada devanado de fase. Por otro lado, una de las mayores desventajas de la SRM es que, a altas velocidades, los devanados de fase no tienen tiempo de magnetizarse completamente (ver figura ??) y la corriente no es suficiente para producir el par necesario, del mismo modo que la desmagnetizaci´on no se produce lo suficientemente r´apida, dando lugar a par negativo [? ? ]. Al permitirse un control individual de fases durante el solapamiento de fases [? ? ], es decir, al poder magnetizar una fase antes de desmagnetizar completamente la anterior, se suple, en parte, este problema. Esta caracter´ıstica ha sido una de las claves a la hora de elegir las topolog´ıas asim´etrica y C-Dump como las m´as aptas para la aplicaci´on de EV. A continuaci´on, se describen m´as detalladamente las caracter´ısticas de ambas topolog´ıas. 4.5.1.1 Topolog´ıa asim´etrica La topolog´ıa de convertidor asim´etrica tiene tres modos de operaci´on [???]: magnetizaci´on, freewheeling y desmagnetizaci´on (ver figura ??). Cuando los interruptores S1yS2se cierran, la corriente de fase comienza a crecer y ocurre la magnetizaci´on del devanado (ver figura ??). Una vez alcanzada la corriente deseada, se abre el interruptor S1, haciendo que la tensi´on del devanado sea cero y dando paso al proceso de freewheeling (ver figura ??), mientras la corriente decrece lentamente a trav´es de D1yS2. En caso de emplearse un control de corriente mediante hist´eresis, la magnetizaci´on y el freewheeling se relevan para mantener la corriente dentro de los niveles establecidos, pudiendo reducirse, as´ı, 4.5 Topolog´ıas asim´etrica y C-Dump: an´alisis comparativo 129 Región de par positivo Región de par negativo L ϴon ϴoffϴ Inductancia de fase Corriente de fase deseada Corriente de fase a alta velocidad Figura 4.19: Evoluci´on de la corriente de fase a altas velocidades. Vdc S1 S2 D1 D2 LFase (a) Magnetizaci´on. Vdc S1 S2 D1 D2 LFase (b) freewheeling. Vdc S1 S2 D1 D2 LFase (c) Desmagnetizaci´on. Figura 4.20: Modos de operaci´on de la topolog´ıa asim´etrica. la frecuencia de conmutaci´on y las consiguientes p´erdidas [?]. Por ´ultimo, la desmagnetizaci´on del devanado (ver figura ??) se realiza abriendo los interruptores S1yS2, dando comienzo a la disminuci´on de la corriente de fase. En la tabla ?? puede verse los estados de los interruptores S1yS2para cada modo de operaci´on. Con esta topolog´ıa, la SRM puede controlarse tanto en modo corriente como en modo tensi´on, aunque, por lo general, se ejerce un control de corriente, ya que esto permite controlar directamente la din´amica de la generaci´on de par [? ? ]. Gracias a la independencia de control entre fases y a la estructura modular el sistema es capaz, en el caso de que un interruptor fallase, de seguir funcionando a un nivel inferior de potencia. ´ Esto se traduce en una tolerancia a fallos intr´ınseca. La principal desventaja de la topolog´ıa es el alto n´umero de interruptores que requiere por fase de devanado, aumentando los costes totales del sistema [? ? ]. Asimismo, siempre hay dos dispositivos en serie con el devanado y conduciendo 130 Accionamientos de la m´aquina de reluctancia conmutada Tabla 4.5: Estado de los interruptores en la topolog´ıa de convertidor asim´etrica. Magnetizaci´on Freewheeling Desmagnetizaci´on S11 0 0 S21 1 0 corriente, lo que incrementa las p´erdidas de conducci´on y la necesidad de un mayor disipador para evacuar el calor [?]. A su vez, el bus DC debe ser lo suficientemente grande como para filtrar el rizado de tensi´on, atenuando el estr´es sufrido por los elementos conmutadores [?]. En [?] se presenta un dise˜no en anillo con puentes asim´etricos para un convertidor de seis fases, reduciendo el n´umero de componentes a la mitad y mejorando la eficiencia con respecto a la topolog´ıa cl´asica. Sin embargo, reduce notablemente la tolerancia a fallos y complica el control del sistema. Como se ha mencionado con anterioridad, a altas velocidades es necesaria una magnetizaci´on solapada de fases adyacentes para contrarrestar el no poder alcanzar las corrientes de fase ideales. Una alternativa al solapamiento es la modificaci´on de la topolog´ıa para aumentar, en parte, las tensiones de magnetizaci´on y desmagnetizaci´on. Por ejemplo, usando la energ´ıa almacenada en un devanado para aumentar la tensi´on del bus DC, y aprovechar esa mayor tensi´on para acelerar la magnetizaci´on del siguiente devanado [? ? ? ? ]. A este respecto, como desventajas pueden citarse un mayor estr´es de los elementos al tener que soportar tensiones m´as altas, un control m´as complejo y menos flexible y una menor tolerancia a fallos. 4.5.1.2 Topolog´ıa C-Dump Esta arquitectura tiene tambi´en tres modos de operaci´on [? ? ? ]: magnetizaci´on, freewheeling y desmagnetizaci´on (ver figura ??). Sin embargo, a diferencia del asim´etrico, las operaciones de freewheeling y de desmagnetizaci´on se dividen, a su vez, en dos pasos: a. Transferir primero la energ´ıa almacenada en el devanado hacia el condensador de descarga Cd. b. Redireccionar esa energ´ıa de vuelta al devanado en freewheeling o transferirla a la fuente para desmagnetizar la fase. En esta topolog´ıa, la magnetizaci´on del devanado comienza cuando el interruptor S1se cierra (ver figura ??) y la corriente de fase comienza a crecer. Una vez alcanzada la corriente deseada, comienza el proceso de freewheeling; abriendo el 4.5 Topolog´ıas asim´etrica y C-Dump: an´alisis comparativo 131 LFase1 Vdc D1 S1 Sr Cd Lr Dr LFase1 Vdc D1 S1 Sr Cd Lr Dr (a) Magnetizaci´on. LFase1 Vdc D1 S1 Sr Cd Lr Dr (b) Freewheeling (carga). LFase1 Vdc D1 Sr Cd Lr Dr S1 (c) Freewheeling (descarga). LFase1 Vdc D1 Sr Cd Lr Dr S1 (d) Desmagnetizaci´on (carga). LFase1 Vdc D1 Sr Cd Lr Dr S1 (e) Desmagnetizaci´on (descarga). Figura 4.21: Modos de operaci´on de la topolog´ıa C-Dump. interruptor S1y cargando Cd(ver figura ??), hasta que su tensi´on sube a 2Vdc (si los devanados de fase tienen suficiente energ´ıa almacenada) [? ? ]. Posteriormente, el condensador se descarga al cerrar los interruptores S1ySr(ver figura ??) y encauzar la energ´ıa en freewheeling de nuevo hacia el devanado. La desmagnetizaci´on del devanado se realiza de forma similar, abriendo el interruptor S1y cargando Cd(ver figura ??), hasta que su tensi´on sube a 2Vdc [? ? ] y, posteriormente, descargando el condensador Cdal cerrar ´unicamente el interruptor Sr (ver figura ??) para regenerar la energ´ıa hacia la fuente. En la tabla ?? pueden verse los estados de los interruptores S1ySrpara cada modo de operaci´on. El circuito de freewheeling y desmagnetizaci´on, compuesto por Cd,Sr,Dry Lr, se asemeja al de un convertidor Buck, obteni´endose una tensi´on de entrada controlable superior a la tensi´on de salida. La principal desventaja de esta topolog´ıa es que la tensi´on negativa sobre el devanado est´a limitada por la diferencia entre la tensi´on de el condensador C-Dump y la de la fuente de alimentaci´on (siempre igual o inferior a Vdc). ´ Esto disminuye la velocidad de desmagnetizaci´on [?]. Asimismo, el circuito de regeneraci´on de energ´ıa supone la existencia de m´as p´erdidas que se traducen en una disminuci´on 132 Accionamientos de la m´aquina de reluctancia conmutada Tabla 4.6: Estado de los interruptores en la topolog´ıa de convertidor C-Dump Magnetizaci´on Freewheeling Desmagnetizaci´on Carga Descarga Carga Descarga S11 0 1 0 0 Sr0 0 1 0 1 de la eficiencia del sistema [?]. Ambos procesos, freewheeling y desmagnetizaci´on, comparten el primer paso (ver figura ?? y figura ??) al cargar el condensador Cdpero difieren en qu´e hacer con esa energ´ıa al descargarla (ver figura ?? y figura ??). Debido a ´esto, el control de esta topolog´ıa es m´as complicado y problem´atico que el de la asim´etrica. Si se pretende usar una magnetizaci´on solapada de fases adyacentes para dar soluci´on al problema de necesitar una r´apida magnetizaci´on y desmagnetizaci´on a altas velocidades, el control de esta topolog´ıa se complica de forma notable al compartir todas las fases el mismo circuito reductor [?]. Asimismo, el caso de descontrolarse el sistema de carga/descarga del condensador C-Dump, los resultados pueden ser catastr´oficos. Adem´as, al actuar el interruptor Srdel circuito reductor (ver figura ??) en los procesos de freewheeling y desmagnetizaci´on de cada fase, ´este debe soportar una frecuencia de conmutaci´on mucho m´as alta y un rango de tensi´on m´ınima de 2Vdc. ´ Esto supone sufrir un estr´es t´ermico mucho mayor que los dem´as interruptores, convirti´endolo en un punto de alto riesgo de fallos y disminuyendo la tolerancia a fallos de todo el sistema. Algunas de estas desventajas se pueden solventar o paliar modificando parte de la topolog´ıa. Por un lado, es posible cambiar de posici´on la inductancia del circuito reductor para poder disminuir los tama˜nos de LryCd[?], lo que, por otro lado, reduce la tensi´on de C-Dump, afectando negativamente a la velocidad de desmagnetizaci´on. Por otro lado, es posible poner un diodo que impida a la corriente volver hacia la fuente de energ´ıa, pudiendo prescindir de la inductancia Lry abaratando los costes. Ante esta ´ultima opci´on, el sistema no regenera energ´ıa hacia la fuente y ´esta queda avocada a usarse para magnetizar la siguiente fase [?]. Otra opci´on es la de situar el condensador C-Dump en serie con la fuente de energ´ıa [?] para, as´ı, poder usar una tensi´on de magnetizaci´on y desmagnetizaci´on m´as grande. Asimismo, se puede ir un paso m´as all´a y a˜nadir un sistema de CDump en serie con la fuente de energ´ıa en una topolog´ıa asim´etrica [?]. Sin embargo, todas estas topolog´ıas agravan las mismas desventajas: complicaci´on del control del sistema, una menor tolerancia a fallos y las desventajas derivadas 4.5 Topolog´ıas asim´etrica y C-Dump: an´alisis comparativo 133 Control de histéresis Convertidor SRM + - Iref Figura 4.22: Diagrama de bloques del control de hist´eresis de la SRM. de a˜nadir un condensador extra al sistema. 4.5.2 Topolog´ıas asim´etrica y C-Dump: resultados de simulaci´on Con el prop´osito de analizar el comportamiento y la dificultad de controlar ambas topolog´ıas de convertidor de SRM, se han desarrollado dos modelos de simulaci´on mediante Matlab Simulink R . En la figura ?? puede verse el esquema general de control que se ha seguido en ambos casos, basado en un control de corriente por hist´eresis (establecida en un ±5 % de Iref ) con referencia constante y sin ning´un algoritmo de control de mejora del comportamiento. Esta simplicidad se debe a que lo que se pretende analizar es el comportamiento en r´egimen permanente, a condiciones iguales, y no la reacci´on ante perturbaciones. Asimismo, se ha simulado en una m´aquina real, para lo que se han incorporado los par´ametros que la caracterizan al modelo. Las especificaciones de la m´aquina pueden verse en la tabla ??. Se trata de una m´aquina de tres fases y con una relaci´on de 12/8 polos. Los modelos de simulaci´on est´an formados por bloques que componen las diferentes partes del sistema: fuente de energ´ıa, convertidor, SRM, perfil de carga, control y lectura de datos. Ambos modelos son id´enticos exceptuando los bloques de control y convertidor. El control de corriente mediante hist´eresis es id´entico, pero difiere en la estrategia de conmutaci´on de los interruptores. El bloque del convertidor est´a especialmente dise˜nado para emular la topolog´ıa del convertidor espec´ıfica en cada caso. En el caso de la topolog´ıa C-Dump, se han seguido las indicaciones de dise˜no de [?] para calcular los valores de CdyLrdel circuito reductor. En la figura ?? pueden verse las formas de onda de la corriente de una fase para medio per´ıodo el´ectrico. En magnetizaci´on se ve un comportamiento casi id´entico en ambas topolog´ıas de convertidor hasta que alcanzan los 200 A de referencia, donde la corriente del C-Dump contin´ua creciendo hasta sobrepasar con creces los 200 A. Esto es debido a que, habi´endose abierto el interruptor de fase, la fase adyacente puede estar a´un desmagnetiz´andose o el condensador CD 134 Accionamientos de la m´aquina de reluctancia conmutada Tabla 4.7: Especificaciones de la SRM usada en simulaci´on. Par´ametros S´ımbolo Valor Unidades Velocidad nominal ωN3300 rpm Potencia nominal PN52 kW Tensi´on nominal VN300 V Corriente pico ipeak 380 A Corriente RMS iRMS 219 A Par nominal TN152 Nm Rizado de par Trf 63 Nm Resistencia de fase Rfase 81.3 mΩ Di´ametro exterior del rotor Drot 320 mm Di´ametro exterior del est´ator Dstat 518.2 mm Longitud axial lem 109 mm Masa activa Mac 85.7 kg N.ode fases p3 - N.ode polos en est´ator Ns12 - N.ode polos en rotor Nr8 - 0.153 0.1535 0.154 0.1545 0.155 0.1555 0.156 0.1565 0.157 0 50 100 150 200 250 Asimétrico C-Dump I (A) tiempo (s) Figura 4.23: Corriente de fase de un ensayo a 200 A y 1500 rpm. 4.5 Topolog´ıas asim´etrica y C-Dump: an´alisis comparativo 135 0.153 0.1535 0.154 0.1545 0.155 0.1555 0.156 0.1565 0.157 -50 0 50 100 150 Asimétrico C-Dump Tem (Nm) tiempo (s) (a) Par electromagn´etico de la fase a. 0.153 0.1535 0.154 0.1545 0.155 0.1555 0.156 0.1565 0.157 50 60 70 80 90 100 Asimétrico C-Dump Tem (Nm) tiempo (s) (b) Par electromagn´etico total. Figura 4.24: Par electromagn´etico de un ensayo a 200 A y 1500 rpm. descarg´andose y, al ser el circuito de freewheeling/desmagnetizaci´on com´un, las corrientes se acoplan entre fases. Respecto al modo freewheeling, el asim´etrico trabaja con un rizado alineado a los 200 A de referencia. Por el contrario, el C-Dump tiene una din´amica completamente diferente. El C-Dump no tiene un rizado de freewheeling tan claro, aunque al estudiar su comportamiento mediante las se˜nales de conmutaci´on s´ı que se observa un intercambio de corriente entre el devanado de fase y el condensador CD, realizando una operaci´on de freewheeling. Antes de la desmagnetizaci´on, en el caso del C-Dump se observa un aumento de la corriente debida a la magnetizaci´on de la siguiente fase adyacente. El C-Dump comienza a desmagnetizarse m´as r´apido que el asim´etrico. No obstante, debido 238 Metodolog´ıa para el estudio de la fiabilidad de un condensador de automoci´on para aplicaci´on de m´aquina de reluctancia conmutada División del ciclo de conducción estandarizado Cálculo del par y la velocidad media de cada punto Perfiles de corrientes del condensador, fuente y fases de cada punto Análisis de vida útil y daño acumulado Espectro de iCap de los puntos más relevantes del ciclo de conducción Extrapolación térmica del resto de puntos operationales Definición de las condiciones iniciales Simulaciones FEM térmicas Simulaciiones PEEC electromagnéticas Modelo del vehículo y modelo del ciclo de conducción Procesado de información 12 3 4 5 7 8 6 6 6 Modelo de Matlab y simulaciones Simulaciones electrotérmicas Figura 7.6: Diagrama general de la metodolog´ıa propuesta para determinar el efecto de una modulaci´on en la fiabilidad de un bus DC. 7.5 Metodolog´ıa propuesta para el estudio de la fiabilidad de un condensador para aplicaci´on SRM 239 uso no son factibles. Adem´as, los condensadores tienen una gran inercia t´ermica, lo que significa que en el caso de aplicar un punto de operaci´on (por ejemplo, el punto de m´axima potencia) se tardar´ıan horas en lograr la estabilidad t´ermica, y ´esto no representar´ıa, en absoluto, la condici´on de funcionamiento real (es decir, el condensador no funcionar´ıa en zonas de alto par durante horas). 2) Por todo ´esto, se realiza una divisi´on del ciclo de conducci´on estandarizado seleccionado (ver figura ??- 2 ). 3) Despu´es, cada regi´on se representa como un punto de operaci´on (Pi,∀i ∈[1,22]) y se calcula su par medio Twheelmean y velocidad media ωwheelmean (ver figura ??- 3 ). 4) A continuaci´on, se simulan todos los puntos de operaci´on. Cada punto con su Twheelmean y su ωwheelmean , y con ambas t´ecnicas de modulaci´on (TSF y SSM) para obtener los correspondientes perfiles de iCap, corriente de la fuente de energ´ıa iSource y las corrientes de fase ij(ver figura ??- 4 ). Aun as´ı, las simulaciones electrot´ermicas de todos los puntos operativos con ambas modulaciones consumir´ıan todav´ıa una cantidad de tiempo demasiado elevada. Por consiguiente, se simulan y se obtienen los modelos t´ermicos solamente de los dos puntos operacionales m´as exigentes (de ahora en adelante PME1 y PME2) para, despu´es, extrapolar los resultados al resto de los puntos. Por consiguiente, los pasos 5) y 6) s´olo se aplican a los susodichos puntos. 5) Tal y como se ha mencionado en la subsecci´on ??, el modelo electrot´ermico necesita el espectro de iCap, por lo que debe ser calculado en un paso intermedio (ver figura ??- 5 ). 6) Seguidamente, las simulaciones electrot´ermicas se llevan a cabo como se ha explicado en la subsecci´on ?? (ver figura ??- 6 y figura ??). 7) Tras ´esto, a partir de los resultados de los puntos PME1 y PME2, el resto de puntos se calcula por extrapolaci´on t´ermica (ver figura ??- 7 ). Cabe decir que el efecto de la frecuencia en las p´erdidas t´ermicas no es despreciable. Sin embargo, en este caso la mayor parte de la corriente de cada punto operacional se encuentra en la misma franja de frecuencias. De esta manera, el sobrecalentamiento (representado como ∆Ths−amb) para el resto de los puntos operacionales que no han sido simulados puede ser calculado como se explica a continuaci´on. En primer lugar, las resistencias t´ermicas Rth de PME1 y PME2 se calculan de forma independiente para la TSF y la SSM de la forma descrita en (??). A continuaci´on, se calculan las p´erdidas para cada punto operacional, tal y como se muestra: 240 Metodolog´ıa para el estudio de la fiabilidad de un condensador de automoci´on para aplicaci´on de m´aquina de reluctancia conmutada PlossesP xx =PlossesPME1 iT otP xx iT otPME1!2 ,(7.8) donde PlossesP xx yiT otP xx son las p´erdidas y la corriente RMS total (la suma de iCap,iSource eij) para cada punto operacional, respectivamente. Por ´ultimo, teniendo las p´erdidas de cada punto operacional, ∆Ths−amb se obtiene multiplicando directamente esas p´erdidas por la Rth de la modulaci´on correspondiente. 8) Finalmente, para determinar el cambio en la vida ´util con cada t´ecnica de modulaci´on, se emplea el modelo de vida ´util y da˜no acumulado lineal de la forma descrita en la subsecci´on ??. En el proceso se tienen en cuenta todos los puntos de operaci´on considerando el per´ıodo de funcionamiento de cada uno de ´estos (ver figura ??- 8 ), as´ı como los per´ıodos con el veh´ıculo detenido. para completar el an´alisis t´ermico de tal y tal (cap 6) 7.6 An´alisis y comparaci´on de las t´ecnicas SSM y TSF Tras haber descrito la metodolog´ıa planteada, en la presente secci´on se aplica ´esta tanto en la TSF como en la SSM para completar el an´alisis t´ermico. Para el paso uno de la metodolog´ıa (ver figura ??- 1 ), se emplean tanto el ciclo de conducci´on estandarizado como el modelo del veh´ıculo definidos en la secci´on ??. A continuaci´on, tal y como se justific´o antes del paso dos (ver figura ??- 2 ), se divide el ciclo de conducci´on en diferentes regiones. En este caso, se definen 22 regiones de operaci´on diferentes basadas en el perfil de velocidad del NEDC (11 dividiendo el UDC y otras 11 dividiendo el EUDC, ver figura ??). En el caso particular que se est´a estudiando, los puntos m´as exigentes (PME1 y PME2) son P20 y P22, por lo que ´estos son los que se simulan electrot´ermicamente. Los 20 puntos restantes se calculan mediante interpolaci´on t´ermica a partir de los resultados de simulaci´on. Por otra parte, en la tabla ?? pueden verse los resultados generales de los pasos tres y cuatro (ver figura ??- 3 y figura ??- 4 ) para P20 y P22, y la figura ?? muestra el espectro de corriente del paso cinco (ver figura ??- 5 ) utilizado en el modelo electrot´ermico para estos mismos puntos de operaci´on. Queda comentar 7.6 An´alisis y comparaci´on de las t´ecnicas SSM y TSF 241 Tiempo (s) 700 800 900 1000 1100 1200 Velocidad (km/h) 0 20 40 60 80 100 120 123 456 789 10 11 12 13 14 15 16 17 18 19 20 21 22 Ciclo extra-urban (EUDC) Ciclo urbano (UDC) (a) Perfil de velocidad. 8 9 10 11 7 (b) 19 20 21 22 (c) Figura 7.7: Divisi´on en regiones del perfil NEDC, con dos zooms b) y c). Tabla 7.3: Informaci´on general de los puntos P20 y P22. iCap (ARMS)ωwheelmean Twheelmean TSF SSM (rad/s) (Nm) P20 106.6 88.3 101.4 137,9 P22 107.2 95.5 66.2 -164,1 242 Metodolog´ıa para el estudio de la fiabilidad de un condensador de automoci´on para aplicaci´on de m´aquina de reluctancia conmutada Frecuencia (Hz) 1500 4600 7700 10500 14000 22000 30000 iCap (A) 0 10 20 30 40 50 TSF SSM (a) Punto P20. Frecuencia (Hz) 30000 iCap (A) 0 10 20 30 40 50 TSF SSM (b) Punto P22. Figura 7.8: Espectro de iCap para ambas modulaciones, TSF y SSM. 7.6 An´alisis y comparaci´on de las t´ecnicas SSM y TSF 243 que la figura ?? no muestra todo el espectro de corriente de los puntos estudiados, sino los elementos m´as significativos. 7.6.1 Resultados y extrapolaciones t´ermicas Las simulaciones y extrapolaciones electrot´ermicas que a continuaci´on se muestran, referentes a los pasos seis y siete de la metodolog´ıa desarrollada (ver figura ??- 6 y figura ??- 7 ), se han realizado con la colaboraci´on de TDK. Para estas simulaciones se han utilizado los materiales constitutivos del MPPF-Cap seleccionado (materiales comunes en condensadores de aplicaci´on de EV): pel´ıcula de polipropileno metalizado para los elementos capacitivos, cobre para las bandas que unen estos elementos capacitivos, caja de pol´ımero y encapsulado de resina epoxi para la cubierta del componente. Como condiciones de contorno t´ermicas se han establecido las siguientes condiciones comunes en aplicaciones de EVs: •Tamb: 90 oC. •Temperatura de los terminales de las fases: 90 oC. •Convecci´on: se asume un coeficiente de convenci´on natural, t´ıpico, mediante aire de 10 W/(m2K). Los mapas t´ermicos obtenidos, extra´ıdos de ANSYS Mechanical, tienen la misma escala para permitir una comparaci´on m´as f´acil y clara. La Ths en el P22 con la TSF es de 105,3 oC (ver figura ??) y con la SSM es de 100,1 oC (ver figura ??). Como puede observarse, el bus DC est´a internamente constituido por cinco elementos capacitivos en paralelo y, en ambos casos, la Ths corresponde al primero de ´estos (de izquierda a derecha, ver figura ?? y figura ??). ´ Esto es causado por la construcci´on interna y el patr´on de conexionado, concentr´andose m´as corriente en el lado izquierdo y, en consecuencia, produci´endose m´as p´erdidas t´ermicas. Comparando ambas modulaciones en el punto operacional P22, el condensador se sobrecalienta alrededor de 5,2 oC menos con la SSM, logrando una reducci´on de ∆Ths−amb de un 34 % (ver tabla ??). Mientras que en el P20 se logran resultados algo menores, es decir, 4,1 oC menos de sobrecalentamiento y una reducci´on de ∆Ths−amb de un 28,7 %, obteni´endose un mapa t´ermico similar (ver figura ?? y figura ??). Las temperaturas del resto de los puntos operacionales se han calculado mediante extrapolaci´on t´ermica, tal y como se define en el paso siete (ver figura ??- 7 ) a partir de los resultados de P20 y P22. Con este fin, en primer lugar se ha calculado la Rth para P20 y P22 obteniendo un valor de alrededor de 0,77 oC/W 244 Metodolog´ıa para el estudio de la fiabilidad de un condensador de automoci´on para aplicaci´on de m´aquina de reluctancia conmutada 90 Min 91.5 93 94.5 96 97.5 102 103.5 105.3 Max B: P22_TSF Thermal map Type: Temp. Unit: ºC 99 100.5 (a) Vista general, ITC con TSF. 90 Min 91.5 93 94.5 96 97.5 102 103.5 105.3 Max B: P22_TSF Thermal map Type: Temp. Unit: ºC 99 100.5 (b) Vista de la secci´on transversal, ITC con TSF. 90 Min 91.5 93 94.5 96 97.5 100.1 Max 102 103.5 105 B: P22_SSM Thermal map Type: Temp. Unit: ºC (c) Vista general, ITC con SSM 90 Min 91.5 93 94.5 96 97.5 100.1 Max 102 103.5 105 B: P22_SSM Thermal map Type: Temp. Unit: ºC (d) Vista de la secci´on transversal, ITC con SSM. Figura 7.9: Simulaci´on t´ermica de ANSYS del punto operativo P22. 7.6 An´alisis y comparaci´on de las t´ecnicas SSM y TSF 245 90 Min 91.5 93 94.5 96 97.5 102 104.3 Max 105 B: P20_TSF Thermal map Type: Temp. Unit: ºC 99 100.5 (a) Vista general, ITC con TSF. 90 Min 91.5 93 94.5 96 97.5 102 104.3 Max 105 B: P20_TSF Thermal map Type: Temp. Unit: ºC 99 100.5 (b) Vista de la secci´on transversal, ITC con TSF. 90 Min 91.5 93 94.5 96 97.5 100.2 Max 102 103.5 105 B: P20_SSM Thermal map Type: Temp. Unit: ºC (c) Vista general, ITC con SSM. 90 Min 91.5 93 94.5 96 97.5 100.2 Max 102 103.5 105 B: P20_SSM Thermal map Type: Temp. Unit: ºC (d) Vista de la secci´on transversal, ITC con SSM. Figura 7.10: Simulaci´on t´ermica de ANSYS del punto operativo P20. 246 Metodolog´ıa para el estudio de la fiabilidad de un condensador de automoci´on para aplicaci´on de m´aquina de reluctancia conmutada Tabla 7.4: Temperaturas para cada punto de operaci´on. En negrita las simuladas. TSF SSM Reduci´on de Ths (oC) ∆Ths−amb (oC) Ths (oC) ∆Ths−amb (oC) ∆Ths−amb ( %) P01 100.80 10.80 97.60 7.60 -29.4 P02 90.12 0.12 90.07 0.07 -45.6 P03 94.20 4.20 92.90 2.90 -31.9 P04 97.50 7.50 95.10 5.10 -31.0 P05 90.09 0.09 90.05 0.05 -44.3 P06 96.00 6.00 94.00 4.00 -34.4 P07 94.90 4.90 93.10 3.10 -36.2 P08 90.21 0.21 90.13 0.13 -40.9 P09 91.90 1.90 91.10 1.10 -39.0 P10 90.05 0.05 90.03 0.03 -44.5 P11 100.90 10.90 97.10 7.10 -34.7 P12 94.90 4.90 93.10 3.10 -37.9 P13 90.43 0.43 90.26 0.26 -40.4 P14 94.80 4.80 92.80 2.80 -41.0 P15 90.14 0.14 90.08 0.08 -40.7 P16 96.60 6.60 94.00 4.00 -38.4 P17 90.43 0.43 90.26 0.26 -40.8 P18 95.20 5.20 93.20 3.20 -38.8 P19 92.00 2.00 91.10 1.10 -43.3 P20 104.3 14.3 100.2 10.2 -28.7 P21 95.3 5.3 93.1 3.1 -41.7 P22 105.3 15.3 100.1 10.1 -34.0 y 0,74 oC/W para la TSF y la SSM, respectivamente. La tabla ?? resume todos los resultados para ambas modulaciones. 7.6.2 An´alisis de la vida ´util de las t´ecnicas SSM y TSF Finalmente, se realiza el an´alisis de la vida ´util planteado en el paso ocho (ver figura ??- 8 ) de la metodolog´ıa desarrollada. Para ello, se aplican los datos de Ths de la tabla ?? en el modelo de vida ´util de (??) y se considera la Vop = 400 constante. A continuaci´on, con los datos de vida ´util total λiy tiempo de operaci´on instant´aneo Λibajo la misma condici´on de carga (??), y mediante el modelo lineal de da˜no acumulado D(??), se estiman cu´antos ciclos NEDC puede realizar el EV (punto en el que Dalcanza un valor de 1, vida nominal). 7.7 Conclusiones 247 Tiempo (h) 104 3.5 4 4.5 TSF SSM k1 (-) 7 7.5 8 8.5 9 Diferencia (%) 13.7 13.8 13.9 Figura 7.11: Resultados de la estimaci´on de la vida ´util tanto para el ITC con TSF como para el mejorado mediante el SSM. Este estudio se realiza tanto con el ITC basado en la TSF como con el mejorado mediante la SSM. De este modo, y comparando los resultados, se puede observar claramente el impacto real de la reducci´on de la iCap. Para un c´alculo correcto del modelo de vida ´util, se debe definir k1(??). Sin embargo, esta constante es caracter´ıstica de cada condensador y, en consecuencia, los fabricantes tampoco la proporcionan. No obstante, tal y como se comprobar´a, no es necesario definirla para hacer una comparaci´on, ya que la diferencia porcentual entre ambas modulaciones permanece constante para cualquier valor ki. La figura ?? compara los resultados obtenidos. Para una k1= 8 la estimaci´on de la vida ´util con el ITC basado en la TSF resulta en 33940 h de funcionamiento, mientras que el ITC mejorado por la SSM resulta en 38630 h, es decir, un aumento del 13,83 %. Adem´as, este aumento porcentual se mantiene en todos los valores de k1. 7.7 Conclusiones En este cap´ıtulo se ha presentado una metodolog´ıa novedosa para determinar la vida ´util de los condensadores del convertidor de potencia de un EV en relaci´on a la corriente que los atraviesa iCap. Esta metodolog´ıa, aprovechando la gran inercia t´ermica que presentan los condensadores, simplifica el complejo y largo proceso de simulaci´on multif´ısica din´amica que deber´ıa realizarse sobre los condensadores para tal fin. Adem´as, se realizan simulaciones electrot´ermicas solamente en los dos puntos de funcionamiento m´as adversos para realizar una extrapolaci´on t´ermica en los dem´as, acortando a´un m´as la carga computacional. Por otro lado, el modelo electrot´ermico del condensador utilizado sigue siendo necesario para 254 Conclusiones de la tesis y trabajo futuro las m´aquinas el´ectricas empleadas en aplicaci´on de EV. Las tecnolog´ıas de m´aquina el´ectrica han evolucionado considerablemente desde la introducci´on de los primeros modelos comerciales de EVs, all´a por la segunda mitad del siglo XIX. Hoy en d´ıa, la tecnolog´ıa de PMSM se prefiere para las aplicaciones de EVs y, especialmente, de veh´ıculos el´ectricos h´ıbridos (Hybrid Electric Vehicles, HEVs) debido a una serie de caracter´ısticas como la alta densidad de potencia, la alta eficiencia y la fiabilidad que muestran. No obstante, esta tecnolog´ıa depende del suministro de tierras raras para fabricar los imanes permanentes. El estudio realizado, adem´as de contextualizar la tecnolog´ıa de m´aquina el´ectrica actual y las tendencias, se ha centrado en las problem´aticas econ´omicas, geopol´ıticas y ecol´ogicas que conlleva el uso de tierras raras. Las tierras raras son causa de un gran impacto ecol´ogico all´ı donde se extraen y procesan, haciendo que las “tecnolog´ıas verdes” que dependen de ellas dejen de resultar tan beneficiosas para el medio ambiente. Adem´as, estos elementos han sido protagonistas de constantes vaivenes geopol´ıticos causando una variabilidad de precios nada c´omoda para la industria de la automoci´on, siendo el de los EVs un mercado muy sensible a los costes. Por todo esto, se han analizado por separado cada una de las principales alternativas de m´aquinas libres de tierras raras que tanto la academia como la industria est´an considerando: la m´aquina s´ıncrona reluctance (Synchronous Reluctance Machine, Syn-RM), la m´aquina s´ıncrona reluctance asistida por imanes permanentes (PM assisted Synchronous Reluctance Machine, PM assisted Syn-RM), la IM y la SRM. Todas ellas suficientemente maduras e incluso implementadas en algunos modelos comerciales (excepto la SynRM), como para consider´arselas futuribles. Durante este an´alisis queda claro que la tecnolog´ıa de PMSM es superior al resto en t´erminos de densidad de potencia, potencia espec´ıfica y eficiencia en el punto nominal de funcionamiento. Sin embargo, la tecnolog´ıa SRM presenta un mejor equilibrio en t´erminos de tolerancia a fallos, una eficiencia considerablemente buena a altas velocidades y una robustez inherentes que la diferencian y alzan frente a todas las dem´as tecnolog´ıas. Adem´as, su coste de producci´on es muy bajo en comparaci´on a las PMSMs. En resumen, se ha visto que la tecnolog´ıa de SRM dispone, por un lado, de dise˜nos con alta densidad de potencia y eficiencia y, por otro lado, de un margen de mejora tecnol´ogica muy relevante actualmente en estudio que la hacen flexible para satisfacer las necesidades de los EVs de pasajeros. Es por todo esto que se la considera la alternativa m´as plausible y futurible. 8.2 Resumen de las principales aportaciones 255 Fruto del trabajo realizado, se han publicado dos art´ıculos en congresos internacionales (PCIM) y uno en una revista divulgativa (Ekaia). 2. An´alisis del estado actual de la tecnolog´ıa de SRM para dise˜nar y desarrollar una plataforma experimental que facilite el estudio de la m´aquina. En esta tesis se ha llevado a cabo un extenso estudio sobre el actual estado de la tecnolog´ıa de SRM desde el punto de vista de su convertidor de potencia y control. El objetivo de ´este es disponer de una plataforma experimental flexible que facilite posteriores testeos. En este sentido, se ha realizado un an´alisis sobre las topolog´ıas de convertidor especialmente pensadas para la tecnolog´ıa SRM. Entre todas las analizadas, las que mayor aceptaci´on presentan para aplicaci´on de EV son la topolog´ıa de puente en H asim´etricos, m´as conocida como topolog´ıa asim´etrica, y la C-Dump. La primera muestra grandes costes en componentes de potencia, pero su controlabilidad (permitiendo el solapamiento de fases) y su tolerancia a fallos y especialmente su inherente protecci´on frente a cortocircuitos, hacen que sea la mejor opci´on. En lo que al control se refiere, el que mejor ratio de coste-efectividad presenta es el control indirecto de par (Indirect Torque Control, ITC). Adem´as, el ITC usa generalmente un control de corriente derivado del fen´omeno de interferencia destructiva, denominado funci´on de reparto de par (Torque Sharing Function, TSF), muy efectivo a la hora de reducir el rizado de par. De entre todas las t´ecnicas TSF se ha optado por una c´ubica debido a que presenta una expresi´on matem´atica simple y posee un mejor ratio de p´erdidas en el cobre respecto a las dem´as. Asimismo, se ha seleccionado la tecnolog´ıa de condensador para el convertidor de potencia de SRM. Debido a las buenas caracter´ısticas frente al rizado de corriente, estabilidad de la capacidad frente a variables de estr´es (tensi´on y temperatura de operaci´on), resistencia interna y fiabilidad que presentan, los condensadores de pel´ıcula (Film Capacitors, F-Caps) son las que mejores prestaciones ofrecen. Concretamente, dentro de los F-Caps, los que mejor se adaptan a las particularidades del EV con SRM son los condensadores de pel´ıcula de polipropileno metalizado (Metalized Polypropilene Film Capacitors, MPPF-Caps). Fruto del trabajo realizado, se han publicado dos art´ıculos en congresos internacionales (PCIM e ISIE), cinco en congresos nacionales (SAAEI) y un art´ıculo cient´ıfico publicado en la revista Microelectronics Reliability (JCR: 1.535). 256 Conclusiones de la tesis y trabajo futuro 3. Mejora de algoritmos de modulaci´on para reducir la corriente del bus DC en la aplicaci´on del SRM. Las particularidades del funcionamiento de la SRM hacen que el bus DC deba de soportar grandes picos de corriente y, por lo tanto, ´este deba ser dimensionado acorde para amortiguar toda la energ´ıa magn´etica acumulada en las bobinas de la m´aquina. Con el fin de encontrar una soluci´on, se han desarrollado y analizado dos novedosos algoritmos de modulaci´on. Ambos se basan en la explotaci´on del mismo fen´omeno de intercambio de energ´ıa magn´etica entre fases durante el per´ıodo de solape, disminuyendo al mismo tiempo la energ´ıa transferida entre el bus DC y la SRM. Al primero se le ha denominado modulaci´on de conmutaci´on sincronizada (Synchronized Switching Modulation, SSM). Los resultados muestran el cumplimiento de las hip´otesis respecto a la reducci´on de corriente, aumento de la eficiencia global del sistema y empeoramiento del rizado de par. El segundo algoritmo desarrollado, denominado modulaci´on de conmutaci´on sincronizada premagnetizada (Premagnetized Synchronized Switching Modulation, P-SSM), es una mejora respecto al primero, con el objetivo de mejorar las carencias que presenta la SSM manteniendo, a su vez, las mejoras. En este caso, sin embargo, no se han cumplido las hip´otesis planteadas debido a que no se han tenido en cuenta ciertos aspectos del comportamiento de la SRM. En resumen, ambos algoritmos de modulaci´on presentan una reducci´on en la corriente del bus DC. Por otro lado, la mayor reducci´on de corriente se da a velocidades bajas y cargas bajas/medias. Es por esto que su implementaci´on ser´ıa ideal en motores in-wheel sin reductora o aplicaci´on de heavy-duty. Adem´as, el modo en el que se han implementado ambos algoritmos de modulaci´on permite su implementaci´on, o hibridaci´on mediante peque˜nas modificaciones, en cualquier esquema de control que permita un control directo de las corrientes de fase. Fruto del trabajo realizado, se ha publicado un art´ıculo cient´ıfico en la revista IEEE Access (JCR: 3.745). 4. Desarrollo de una metodolog´ıa para predecir la vida ´util de un condensador de bus de continua para aplicaci´on SRM a partir de la carga de corriente que soporta. La reducci´on de la corriente, derivada del uso de la SSM, disminuye el estr´es t´ermico y afecta directamente al ciclo de vida del condensador. Poder predecir la vida ´util de un condensador es muy ´util a la hora de dise˜nar un sistema 8.3 Publicaciones derivadas del presente trabajo 257 de potencia completo. A su vez, hay que considerar que el estr´es t´ermico causado por la corriente es un factor cr´ıtico en el desgaste del condensador. Por este motivo, es fundamental definir una metodolog´ıa para predecir la vida ´util de un condensador a partir de la carga de corriente que soporta, es decir, del conjunto de puntos operacionales (o ciclo de conducci´on) sobre el que est´a trabajando el accionamiento. La metodolog´ıa desarrollada en la presente tesis, simplifica, aprovechando la gran inercia t´ermica que presentan los condensadores, el complejo y largo proceso de simulaci´on multif´ısica din´amica que, en un principio, deber´ıa realizarse. Adem´as, esta metodolog´ıa requiere ´unicamente de simulaciones electrot´ermicas solamente en los dos puntos de funcionamiento m´as adversos para realizar una extrapolaci´on t´ermica en los dem´as puntos de operaci´on, acortando a´un m´as la carga computacional. Por otro lado, el modelo electrot´ermico del condensador utilizado sigue siendo necesario para las simulaciones, no as´ı las curvas de degradaci´on para la estimaci´on de la vida ´util. Por ´ultimo, se ha utilizado el NEDC como ciclo de conducci´on estandarizado, aunque puede aplicarse cualquier otro. Todo ´esto, hace que la metodolog´ıa sea f´acil de implementar y con un coste computacional relativamente bajo. Por otro lado, se ha completado el an´alisis del algoritmo SSM cuantificando el aumento en la vida ´util que la reducci´on de corriente de bus DC aporta. Fruto del trabajo realizado, se ha enviado un art´ıculo cient´ıfico a la revista IEEE Access (JCR: 3.745), estando a la espera de respuesta. 8.3 Publicaciones derivadas del presente trabajo El trabajo desarrollado en esta tesis ha sido parcialmente publicado en varias revistas, congresos internacionales y congresos nacionales. En la tabla ?? se relacionan los trabajos publicados con los cap´ıtulos de la presente tesis. Las publicaciones derivadas de esta tesis son: •Publicaciones en revistas cient´ıfico-t´ecnicas. R1) D. Cabezuelo, A. Matallana, J. Andreu, I. Aranzabal, I. Kortabarria. “Ibilgailu Elektriko, Hibrido eta Erregai-piladunak: Teknologiaren Egoera”, Ekaia, vol. especial, pp. 45-59, 2017. R2) I. Aranzabal, A. Matallana, O. O˜nederra, I. Martinez de Alegr´ıa, D. Cabezuelo. “Ibilgailu elektrikoen potentzia-bihurgailuen hoztemetodoak”, Ekaia, vol. especial, pp. 83-96, 2017. 258 Conclusiones de la tesis y trabajo futuro Tabla 8.1: Publicaciones derivadas de la presente tesis con los cap´ıtulos correspondientes. Cap´ıtulo T´ıtulo Publicaciones 2Contexto hist´orico y actual R1, I4 del veh´ıculo el´ectrico 3M´aquinas el´ectricas para R2, I1, I5 veh´ıculo el´ectrico 4Accionamientos de la m´aquina de I2, I3, N1, N2, de reluctancia conmutada N3, N4, N5 5Tecnolog´ıa de condensadores para R4 aplicaci´on de veh´ıculo el´ectrico 6Algoritmos de modulaci´on de R3 conmutaci´on sincronizada 7Metodolog´ıa para el estudio de R5 la fiabilidad de un condensador Notas de la tabla: RX: publicaci´on en revista cient´ıfico t´ecnica. IX: publicaci´on en congreso internacional. NX: publicaci´on en congreso nacional. R3) D. Cabezuelo, I. Kortabarria, J. Andreu, U. Ugalde, B. Blanqu´e, P. Andrada. “Synchronized Switching Modulation to Reduce the DCLink Current in SRM Drives”, IEEE Access, vol. 8, pp. 57849-57858, 2020. DOI: 10.1109/ACCESS.2020.2982269. ´ Indice de impacto (JCR): 3.745 (2019). Ranking: Q1 (61/266) Engineering, Electrical & Electronic. R4 N. Delmonte, D. Cabezuelo, I. Kortabarria, D. Santoro, A. Toscani, P. Cova. “A Method to Extract Lumped Thermal Networks of Capacitors for Reliability Oriented Design”, Microelectronics Reliability. Aceptado y a la espera de publicaci´on. ´ Indice de impacto (JCR): 1.535 (2019). Ranking: Q3 (182/266) Engineering, Electrical & Electronic. R5 D. Cabezuelo, I. Kortabarria, J. Andreu, F. Rodriguez, A. Arcas, N. Delmonte. “A methodology to determine the effect of a novel modulation in the reliability of an automotive DC-link capacitor”, IEEE Access. Enviado y a la espera de respuesta. 8.3 Publicaciones derivadas del presente trabajo 259 ´ Indice de impacto (JCR): 3.745 (2019). Ranking: Q1 (61/266) Engineering, Electrical & Electronic. •Publicaciones en congresos internacionales. I1) D. Cabezuelo, E. Ibarra, E. Planas, I. Kortabarria, J. I. Garate. “Rare-earth free EV and HEV motor drives: state of the art”, International Exhibition and Conference for Power Electronics, Intelligent Motion, Renewable Energy and Energy Management (PCIM), pp. 1376-1383, Nuremberg (Alemania), 2018. I2) D. Cabezuelo, J. Andreu, I. Kortabarria, E. Ibarra, I. Mart´ınez de Alegr´ıa. “Power modules for Electric Vehicles SRM converter”. International Exhibition and Conference for Power Electronics, Intelligent Motion, Renewable Energy and Energy Management (PCIM), pp. 1824-1830, Nuremberg (Alemania), 2018. I3) D. Cabezuelo, J. Andreu, I. Kortabarria, E. Ibarra, J. I. G´arate. “SRM converter topologies for EV application: state of technology”, International Symposium on Industrial Electronics (ISIE), pp. 861866, Edimburgo (Reino Unido), 2017. I4) D. Cabezuelo, J. Andreu, I. Kortabarria, I. Mart´ınez de Alegr´ıa, E. Robles. “Powertrain system of electric, hybrid and fuel-cell vehicles: state of the technology”, International Symposium on Industrial Electronics (ISIE), pp. 1445-1450, Edimburgo (Reino Unido), 2017. I5) I. Aranzabal, A. Matallana, O. O˜nederra, I. Martinez de Alegr´ıa, D. Cabezuelo. “Status and advances in Electric Vehicle‘s power modules packaging technologies”, Power International Exhibition and Conference for Power Electronics, Intelligent Motion, Renewable Energy and Energy Management (PCIM), pp. 1970-1978, Nuremberg (Alemania), 2016. •Publicaciones en congresos nacionales. N1) D. Cabezuelo, J. Andreu, I. Kortabarria, I. Mart´ınez de Alegr´ıa, E. Planas. “Comparativa de topolog´ıas asim´etrica y C-Dump para convertidor SRM en aplicaci´on de EV ”, Seminario Anual de Autom´atica, Electr´onica Industrial e Instrumentaci´on (SAAEI), pp. 1-6, Valencia (Espa˜na), 2017. N2) D. Cabezuelo, I. Kortabarria, J. Andreu, E. Ibarra, J. I. Garate. “Topolog´ıas de convertidor SRM para aplicaci´on de EV: estado de la tecnolog´ıa”, Seminario Anual de Autom´atica, Electr´onica Industrial e 260 Conclusiones de la tesis y trabajo futuro Instrumentaci´on (SAAEI), pp. 1-6, Valencia (Espa˜na), 2017. N3) I. Aranzabal, A. Matallana, O. O˜nederra, I. Mart´ınez de Alegr´ıa, D. Cabezuelo. “Estado actual y avances en las tecnolog´ıas de ensamblado de los m´odulos de potencia asociados al veh´ıculo el´ectrico”, Seminario Anual de Autom´atica, Electr´onica Industrial e Instrumentaci´on (SAAEI), pp. 1-6, Elche (Espa˜na), 2016. N4) O. O˜nederra, A. Matallana, I. Aranzabal, D. Cabezuelo, I. Kortabarria. “Loss and stress reduction in VSI devices for EVs using general discontinuous PWM ”, Seminario Anual de Autom´atica, Electr´onica Industrial e Instrumentaci´on (SAAEI), pp. 1-6, Elche (Espa˜na), 2016. N5) A. Matallana, J. Andreu, E. Planas, J. Ignacio Garate, D. Cabezuelo. “Fundamentos para la paralelizaci´on de IGBTs”, Seminario Anual de Autom´atica, Electr´onica Industrial e Instrumentaci´on (SAAEI), pp. 1-6, Elche (Espa˜na), 2016. 8.4 L´ıneas de trabajo futuro En esta secci´on se presentan varias lineas de investigaci´on que propone el autor para dar continuidad al trabajo presentado en esta tesis. Estas lineas son: •Desarrollo de un nuevo algoritmo de modulaci´on basado en el P-SSM. La idea de un algoritmo de modulaci´on que mejore los aspectos m´as lesivos del SSM es muy interesante. Durante el desarrollo del P-SSM no se tuvieron en cuenta ciertos aspectos de funcionamiento de la SRM, de forma que los resultados no fueron los esperados. Premagnetizando la corriente de la fase entrante una ´unica vez, hasta un punto preestablecido, evitar´ıa muchos picos de corriente en el bus DC. De esta forma podr´ıa lograrse una mejora en la corriente cercada a la de la SSM con un menor empeoramiento del rizado de par. •Nuevos dise˜nos estructurales de SRM especialmente pensados para funcionar con el algoritmo SSM. El algoritmo SSM funciona ´unicamente cuando sucede el solape entre fases, limitando su efectividad, entre otras cosas, al total de la suma de per´ıodos de solape con respecto al per´ıodo mec´anico. Debido al hecho de que tanto la extensi´on como el n´umero de per´ıodos de solape dependen del dise˜no 8.5 Agradecimientos 261 estructural de la m´aquina, pueden emplearse dise˜nos donde la SSM tenga una mejor respuesta. Por otro lado, y siguiendo la misma l´ınea, pueden emplearse dise˜nos estructurales especiales en las que m´as de una fase est´e funcionando continuamente en paralelo, como, por ejemplo, una m´aquina con doble devanado independiente. En un dise˜no de estas caracter´ısticas el fen´omeno de trasvase de energ´ıa se dar´ıa, por un lado, entre fases durante el solapado normal; y por otro, en los per´ıodos de funcionamiento de fase ´unica los dos devanados independientes de la misma fase se trasvasar´ıan energ´ıa entre s´ı. Otro ejemplo, ser´ıa una m´aquina dividida en m´odulos axiales funcionando en serie y con los devanados de cada m´odulo adelantados en varios grados para favorecer el trasvase de energ´ıa entre ellos. 8.5 Agradecimientos Esta labor ha sido apoyada por los siguientes fondos y apoyo t´ecnico: •Beca del programa de apoyo a la formaci´on de personal investigador en la UPV/EHU. •Ayudas para apoyar las actividades de los grupos de investigaci´on (IT97816) del Departamento de Educaci´on, Pol´ıtica Ling¨u´ıstica y Cultura del Gobierno Vasco. •El proyecto VENUS, dentro del proyecto de colaboraci´on de Fagor Electr´onica (Art. 83 LOU). •El programa ELKARTEK con los proyectos KT4TRANS (KK-2015/00047 y KK-2016/00061) y ENSOL (KK-2018/00040). •El apoyo del Ministerio de Econom´ıa y Competitividad de Espa˜na con el proyecto DPI2014-53685-C2-2-R y los fondos FEDER. •El apoyo t´ecnico y humano proporcionado por el Grupo de Accionamientos El´ectricos con Conmutaci´on Electr´onica (GAECE) de la Universitat Polit`ecnica de Catalunya (UPC) y el Aluminium and Film Capacitors Business Group de TDK Electronics Components. 262 Conclusiones de la tesis y trabajo futuro Parte V Anexos 270 Topolog´ıas adicionales de convertidor para SRM Los convertidores que incorporan circuitos resonantes junto a la capacidad de control PWM y que, por lo tanto, son capaces de funcionar a ZVS y ZCS, son denominados como convertidores transitorios de corriente nula (Zero-Current Transition, ZCT) o de tensi´on nula (Zero-Voltage Transition, ZVT). Gracias a poder trabajar en PWM, estos convertidores permiten funcionar a una frecuencia de conmutaci´on fija [?]. Adem´as, poseen una mejor controlabilidad y, te´oricamente, unas p´erdidas de conmutaci´on nulas. A continuaci´on, se profundiza en algunas de las topolog´ıas resonantes m´as relevantes: •Resonante en serie: esta topolog´ıa (ver figura ??) utiliza un circuito parcialmente resonante junto a varios tiristores, siendo capaz de funcionar en ZCS o ZVS [?]. Sin embargo, este tipo de convertidor est´a muy limitado al no poderse aplicar un control PWM (ver tabla ??) y al tener que sincronizar su frecuencia de conmutaci´on con la frecuencia resonante del circuito auxiliar. En consecuencia, solo puede ofrecer pulsos de corriente, agravando as´ı el rizado de par y ruido audible de la SRM [?]. •ZVT: la topolog´ıa (ver figura ??) elimina las p´erdidas de conmutaci´on inducidas por las cargas almacenadas en los diodos y las capacidades de salida en dispositivos. Por lo tanto, suelen utilizarse en convertidores basados en MOSFETs [? ? ]. •ZCT: esta otra topolog´ıa (ver figura ??) elimina las p´erdidas de conmutaci´on causadas por la corriente de cola e inductancias par´asitas [?], por lo que son ideales para convertidores basados en IGBTs. Hay dise˜nos tambi´en con topolog´ıas Cuk que logran una ZCT con mejora del factor de potencia [?]. •Auxiliary Quasi-Resonant DC-link (AQRDCL): esta configuraci´on (ver figura ??) usa un circuito resonante para permitir a los interruptores de fase conmutar a tensi´on nula para reducir las p´erdidas de conmutaci´on [?]. Una ventaja es que el circuito resonante funciona como una fuente de tensi´on y puede acoplarse a diferentes topolog´ıas, como, por ejemplo, a unos puentes en H asim´etricos. Existen otras topolog´ıas que, como la AQRDCL, incorporan circuitos resonantes y adem´as son modulares, pudiendo conectarlos a topolog´ıas con una mayor controlabilidad. Un ejemplo es la Quasi Z-Source Converter (QZSC) [???], que permite regular la tensi´on y corregir el factor de potencia. Sin embargo, la mejora global de la eficiencia no es tan significativa cuando se tienen en cuenta las p´erdidas en los elementos pasivos del circuito resonante. Debido a los tiempos marcados para el proceso de ZVS o ZCS, el rango de acci´on del ´ındice de modulaci´on se ve limitado, disminuyendo la controlabilidad del siste- A.2 Topolog´ıas de conmutaci´on suave 271 La SaLb Db Sb Da Db1 Db2 Db3 S1 LFase1 CaCb1 DmD1 LFase2 S2 D2 Cb2 S3 Cb3 LFase3 SmD3 Vdc (a) Topolog´ıa ZVT. LbSb1 Sb2 Sb3 SbCb La Ca S1 Dm LFase1 D1 Sm LFase2 D2 S2S3 LFase2 D3 Db Sa Db Vdc (b) Topolog´ıa ZCT. Figura A.4: Convertidores resonantes de transici´on por cero. 272 Topolog´ıas adicionales de convertidor para SRM Lr Cr/2 Cr/2 Sa Sc Ss Cd CdS12 D11 D12 LFase1 S22 D21 D22 LFase2 S32 D31 D32 LFase3 Vdc S11 Dc Ds S21 S31 Figura A.5: Topolog´ıa AQRDCL. ma. Adem´as, el uso de topolog´ıas resonantes implica un n´umero de componentes mayor en el convertidor (ver tabla ??), disminuyendo, as´ı, la tolerancia a fallos y aumentando los costes generales y la complejidad del control. Por consiguiente, no es justificable el uso de convertidores resonantes en aplicaci´on de EV (ver tabla ??). A.3 Topolog´ıas multinivel A continuaci´on, se analiza el uso de convertidores multinivel en SRMs. ´ Estos son una familia de convertidores de potencia que permiten dividir entre varios dispositivos semiconductores la potencia que se aplica en cada fase de la carga, posibilitando operar a niveles de tensi´on y/o corriente mayores que sus hom´ologos de dos niveles. Estas topolog´ıas, reducen el estr´es de tensi´on que deben soportar los dispositivos, permitiendo as´ı poder usar un mayor rango de dispositivos comerciales [?]. La posibilidad de aplicar diferentes rangos de tensi´on en los devanados de la m´aquina, se traduce en una mayor flexibilidad en el control de corriente a altas velocidades. Adem´as, presentan otras ventajas como un menor rizado de corriente, menores p´erdidas de potencia a altas frecuencias de conmutaci´on y menor EMI. En los ´ultimos a˜nos, est´an realiz´andose numerosas investigaciones en torno al desarrollo y testeo de topolog´ıas multinivel espec´ıficas para automoci´on [?] y aeron´autica, especialmente topolog´ıas multinivel cl´asicas adaptadas a las peculiaridades de la SRM. Como la Neutral Point Clamped (NPC) [? ? ? ? ], la Modular Multilevel Converter (MMC) [? ? ] o la Cascaded H-Bridge (CHB) [?]. Sin embargo, estos sistemas son muy complejos al estar constituidos por numerosos dispositivos. As´ı pues, el alto coste, complejidad del sistema y el n´umero extra de elementos capacitivos hacen que este tipo de tecnolog´ıa no sea apropiado para la industria del autom´ovil. Ap´endice B Parametrizaci´on de un condensador de pel´ıcula A continuaci´on, se aporta la parametrizaci´on general de un F-Cap. Se exponen tanto los par´ametros necesarios como la relaci´on entre ellos para la comprensi´on y modelaje de un F-Cap. La idea de este anexo es la de servir como apoyo para el lector cuando se encuentre en el cap´ıtulo ?? en caso de no estar previamente familiarizado con ellos, dado que es un tema con apenas contextualizaci´on en cap´ıtulos anteriores. Gran parte de los par´ametros definidos est´an recogidos por la norma IEC61071. Estos se han dividido en tres grupos, dependiendo de su naturaleza, para una b´usqueda m´as sencilla por parte del lector: •Par´ametros resistivos. •Par´ametros relacionados con la potencia. •Par´ametros relacionados con la temperatura. Este orden de lectura, adem´as, ayuda a una mejor comprensi´on. Los par´ametros resistivos permiten entender las din´amicas el´ectricas que suceden dentro de la FCap, las p´erdidas son la consecuencia de estas din´amicas el´ectricas y, por ´ultimo, estas p´erdidas inciden f´ısicamente en el F-Cap variando su temperatura. 274 Parametrizaci´on de un condensador de pel´ıcula B.1 Par´ametros resistivos A. Resistencia en serie, Rs. Este par´ametro hace referencia a la suma de todas las resistencias ohmicas en serie existentes dentro del condensador: cables, regletas de conexi´on, capa metalizada pulverizada y electrodo (ver figura ??) [? ? ]. Rins C RsESL (a) Circuito extendido. CESR ESL (b) Circuito simplificado. Figura B.1: Circuito equivalente en serie del condensador. B. Resistencia de aislamiento, Rins. Este par´ametro hace referencia a la resistencia de aislamiento entre las placas conductoras del condensador (ver figura ??) y expresa la relaci´on entre la tensi´on nominal VDC y la corriente de fugas ileak [? ? ]: Raisl =VDC ileak (B.1) Este valor suele ser dado, o bien en MΩ (con valores t´ıpicos del orden de 0.1 GΩ) o bien expresado seg´un la constante de tiempo de descarga (para condensadores con capacidades >0.33 µF) [?]: τ=RinsCr(B.2) donde Cres la capacidad nominal del condensador. C. Resistencia serie equivalente, ESR. La ESR o resistencia efectiva/equivalente en serie, es una equivalencia matem´atica que a´una todas las p´erdidas resistivas del condensador como una resistencia conectada en serie con el condensador (ver figura ??) [?]. Al representar la totalidad de la potencia activa en el condensador, la ESR es un par´ametro muy ´util para estimar la disipaci´on a trav´es de la ecuaci´on de Joule. Al despreciarse la reactancia inductiva este par´ametro se define como: B.1 Par´ametros resistivos 275 ESR =tan δ 2πfC =Rs+tan δD 2πfC ,(B.3) donde tan δes el factor de disipaci´on total, tan δDes el caracter´ıstico del diel´ectrico usado en cada condensador, Cla capacidad y fla frecuencia de funcionamiento. La ESR (del orden de unos mΩ, por lo general) es dada por el fabricante, generalmente, a una temperatura base y frecuencias determinadas. En algunos casos (como p.e. los condensadores cer´amicos), la ESR depende tambi´en de la tensi´on de polarizaci´on. En todas las tecnolog´ıas de condensador hay tambi´en un factor de envejecimiento determinado por el tiempo de funcionamiento, la corriente y la temperatura que afecta a la ESR. Aunque el concepto de la ESR es realmente v´alido solo para c´alculos de disipaci´on de potencia a una frecuencia y temperatura espec´ıficas, la ESR puede ser razonablemente constante en un rango de frecuencia y temperatura. Generalmente, la ESR comienza a elevarse por encima de 100 kHz [? ], lo cual hace que se reduzca la corriente permitida a trav´es del condensador. Asimismo, para algunos tipos de condensadores, la ESR aumenta con la temperatura. Teniendo todo esto en cuenta, en general, hay que tener especial atenci´on al modelizar un condensador real como un condensador ideal en serie con una ESR fija. D. Autoinductancia, Ls. La autoinductancia de un condensador suele ser despreciable comparado con las inductancias par´asitas aportadas por las conexiones. Al total de ellas se las denomina como inductancia equivalente en serie ESL. La ESL es una equivalencia matem´atica que a´una todas las p´erdidas inductivas del condensador debidas al campo magn´etico creado por la corriente en los terminales y devanados del circuito de condensador. Es por ello que est´a determinada por la estructura del devanado, dise˜no geom´etrico y longitud y grosor de las v´ıas de contacto. Este par´ametro suele tener un valor muy bajo (del orden de unos pocos nH) y por lo tanto la frecuencia de resonancia suele ser correspondientemente elevada. E. Reactancia capacitiva, XC. La reactancia capacitiva es la oposici´on de un condensador al paso de corriente alterna. Es inversamente proporcional a la frecuencia y a la capacidad. 276 Parametrizaci´on de un condensador de pel´ıcula Eje imaginario Eje real |Z| ESR ωLs 1/ωC - ωLs 1/ωC δ tan δ = ESR 1/ωC - ωLs Figura B.2: Impedancia total de un condensador (ω= 2πf) [? ]. XC=1 2πfC (B.4) F. Reactancia inductiva, XL. La reactancia inductiva es la oposici´on de un inductor al paso de corriente alterna. Es directamente proporcional a la frecuencia y a la self-inductance Ls. XL= 2πfLs(B.5) G. Impedancia, Z. La impedancia Zrepresenta la oposici´on total al flujo de corriente y es tanto de naturaleza resistiva como reactiva. Por lo tanto, es de particular importancia en el filtrado AC y de rizado de corriente. La impedancia total del condensador viene dada por la suma vectorial de la ESR y la impedancia reactiva total del dispositivo (ver figura ??): |ZL|=sESR2+1 Cω −Lsω2 ,(B.6) donde ω= 2πf. B.1 Par´ametros resistivos 277 La impedancia es muy dependiente de la frecuencia, y la frecuencia en la que la impedancia alcanza su valor m´ınimo es aquella en la que XCyXL son iguales, haciendo cero la impedancia reactiva. Esa frecuencia se conoce como frecuencia resonante fr. H. Factor de disipaci´on, tan δ. El factor de disipaci´on tan δes una combinaci´on del componente paralelo tan δp, el componente en serie tan δsy el componente diel´ectrico tan δD: tan δ =tan δD+tan δP+tan δS,(B.7) donde tan δP=Raisl2πfC (B.8) y tan δS=Rs2πfC (B.9) El tan δDes una caracter´ıstica dependiente del diel´ectrico usado en cada condensador. Es una medida de las p´erdidas asociadas con el diel´ectrico, es decir, la energ´ıa desperdiciada para polarizar y repolarizar el diel´ectrico en dos direcciones opuestas para los sucesivos semiciclos de la tensi´on AC. Determina el autocalentamiento a bajas frecuencias. El tan δPdepende de la resistencia del aislamiento Raisl (??). Debido a los valores extremadamente altos de Raisl, este componente es insignificante en todo el rango de frecuencias, incluso en frecuencias muy bajas (≪1 kHz), por lo que tan δPtiende a ser despreciado. El tan δSest´a determinado por la Rs. Este componente aumenta r´apidamente con la frecuencia hasta convertirse en el dominante en la curva de tan δpara altas frecuencias. Despreciando tan δPy desarrollando la expresi´on (??), tan δpuede definirse tambi´en como: tan δ =tan δD+tan δS=tan δD+Rs2πfC =ESR XC (B.10) Por lo tanto, se deduce que el tan δes tambi´en la relaci´on entre la potencia activa (es decir, la disipaci´on de potencia) y la potencia reactiva. Tanto 278 Parametrizaci´on de un condensador de pel´ıcula ESR como tan δson importantes porque dictan la disipaci´on de potencia de un condensador, y por lo tanto, su autocalentamiento [?]. B.2 Par´ametros relacionados con la potencia A. P´erdidas m´aximas, Pmax. Este par´ametro hace referencia a la m´axima disipaci´on de potencia permitida para el funcionamiento del condensador. Pmax =∆Ths−amb Zthhs−amb (B.11) donde ∆Ths−amb es el gradiente de temperaturas entre el ambiente y el punto m´as caliente, y Zthhs−amb es la impedancia t´ermica. En la subsecci´on ?? se dispone de m´as informaci´on sobre estos par´ametros. B. P´erdidas totales, PT ot. Las p´erdidas totales de potencia producidas en un condensador se componen de Pohm, las p´erdidas diel´ectricas PDy las p´erdidas del aislante Pais. Habitualmente, debido a la dificultad de estimar el tan δDreal para PDy a que en comparaci´on Pais es despreciable, PT ot se simplifica como Pohm. C. P´erdidas ´ohmicas, Pohm. Estas p´erdidas hacen referencia a las producidas en los conductores del dispositivo. Por ejemplo, en un F-Cap hay tres partes principales donde estas p´erdidas se encuentran: en el electrodo, en la capa de metal pulverizado y tanto en las regletas de conexi´on as´ı como en los terminales. Estas p´erdidas tienen una dependencia media/baja de la frecuencia, pero a altas frecuencias (por encima de 10 kHz) factores como el skin-efect tienen un fuerte impacto en su aumento [?]. Este tipo de p´erdidas no se distribuyen homog´eneamente dentro del condensador, son m´as altas cerca de las regletas internas de conexi´on en los extremos de la bobina que en el centro de los bobinados. Pohm =I2 rmsRs(B.12) D. P´erdidas AC diel´ectricas, PD. B.3 Par´ametros relacionados con la temperatura 279 Este par´ametro hace referencia a las p´erdidas derivadas del tan δDdel diel´ectrico usado. Se distribuyen homog´eneamente dentro del volumen de diel´ectrico del condensador y son proporcionales a la VAC de funcionamiento y a la Xcdel condensador (ver expersi´on (??)), dependiendo en gran medida de la frecuencia. Es muy importante asegurarse de que el condensador no funciona a la frdel circuito. PD=V2 rms2πfCtan δD(B.13) E. P´erdidas DC diel´ectricas o p´erdidas del aislante, Pins. Este par´ametro hace referencia a las p´erdidas derivadas de la ileak en el diel´ectrico. Estas p´erdidas se distribuyen homog´eneamente dentro del volumen de diel´ectrico del condensador y dependen en gran medida de la tensi´on continua y de la temperatura. Pais =VDCileak (B.14) B.3 Par´ametros relacionados con la temperatura A. Rango de temperatura de funcionamiento, Tmin yTmax. Este par´ametro determina el rango de temperatura m´ınima y m´axima en la que puede trabajar el condensador. La temperatura indicada hace referencia a la superficie o carcasa (case) del condensador, y no a la temperatura ambiente (ver figura ??). En condensadores de pel´ıcula el rango de temperatura var´ıa, sobretodo, en funci´on del diel´ectrico empleado. La Tmin hace referencia a la temperatura m´as baja del diel´ectrico a la que se puede energizar el condensador, mientras que Tmax es la m´axima temperatura permitida en el condensador durante su normal funcionamiento [?]. Cuando se supera la Tmax permitida, el tan δcrece y, por lo tanto, tambi´en el autocalentamiento, pudiendo derivar en una barrena t´ermica (thermal runaway) (deterioro del diel´ectrico y ruptura del condensador). Hay que tener cuidado con que el condensador no est´e alrededor de un foco de calor, ya que esto puede provocar que ´este tenga que trabajar por encima de su Tmax, derivando en su ruptura. B. Temperatura nominal, Tr. Dentro del mencionado rango de temperaturas (Tmin −Tmax), hay una temperatura nominal Trdefinida como la temperatura ambiente m´axima a la 286 BIBLIOGRAF´ IA tions,” IEEE Transactions on Industry Applications, vol. 53, no3, p´aginas 1948–1957, 2017. [33] A. El-Refaie et al., “Comparison of traction motors that reduce or eliminate rare-earth materials,” IET Electrical Systems in Transportation, vol. 7, no3, p´aginas 207–214, 2017. [34] S. Mezani, T. Hamiti, L. Belguerras, T. Lubin, M. Rashed y C. 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