Detección y supresión de armónicos de bajo orden en la corriente eléctrica

DETECCI ´ ON Y SUPRESI ´ ON DE ARM ´ ONICOS DE BAJO ORDEN EN LA CORRIENTE EL´ ECTRICA Pablo Montero-Robina Departamento de Ingenier´ıa de Sistemas y Autom´atica, Universidad de Sevilla, pmon[email protected] Francisco Gordillo ´ Alvarez Departamento de Ingenier´ıa de Sistemas y Autom´atica, Universidad de Sevilla, [email protected] Resumen La presencia de arm´onicos de bajo orden en la red el´ectrica causa numerosas p´erdidas econ´omicas a la industria. Por ello, se est´an dedicando muchos esfuerzos en la b´usqueda de soluciones para reducir su presencia en la red el´ectrica. Una de esas soluciones es el algoritmo que se comenta en esta contribuci´on. Consiste en la detecci´on y posterior compensaci´on de uno o varios arm´onicoss presente en las corrientes de fase de forma simult´anea. Para ello se plantea una etapa de detecci´on, d´onde se extrae la componente del arm´onico o arm´onicos a compensar, y otra etapa de compensaci´on, d´onde se utiliza un controlador para determinar una componente de referencia a introducir en las referencias de corriente. Este algoritmo ha sido testado experimentalmente y los resultados validan la capacidad del algoritmo para su uso con equipos reales. Palabras clave: Convertidores multinivel, Diode-clamped converter, supresi´on de arm´onicos, detecci´on de arm´onicos, distorsi´on arm´onica 1. Introducci´on La creciente dependencia a la energ´ıa el´ectrica ha supuesto la b´usqueda y desarrollo de nuevas tecnolog´ıas y perspectivas que garantizen la estabilidad de la red el´ectrica as´ı como de su abastecimiento [1,5]. A este aspecto se le suma la incorporaci´on de nodos distribuidos arbitrariamente que interact´uan con la red el´ectrica, ya sea inyectando o demandando potencia, y que suponen una complicaci´on adicional para el modelado y control de la misma [10, 15]. Como consecuencia, la red el´ectrica no solo se compone de una frecuencia de 50 Hz, sino de la suma adicional de subarm´onicos que empeoran la calidad de la red. Una medida general para reducir este impacto a la distorsi´on arm´onica es la imposici´on de una limitaci´on a los arm´onicos presentes en la corriente el´ectrica introducida, ya sea en valores absolutos o porcentuales dependiendo del impacto del elemento bajo consideraci´on [13,21]. Por ello, el cumplimiento de este c´odigo de red se ha convertido en un elemento vital en el dise˜no e implementaci´on de sistemas de potencia conectados a la red. En este punto, son diversas las soluciones planteadas para reducir la distorsi´on arm´onica: uso de filtros con componentes pasivos [2], filtros activos [14], topolog´ıas de convertidores m´as complejas [6], entre otros. Los filtros pasivos son aquellos componentes, principalmente inductancias y condensadores, que por sus propiedades el´ectricas introducen unas impedancias mayores para los arm´onicos comparados con la componente fundamental. Por otro lado, los filtros activos son aquellos algoritmos que hacen uso de los elementos semiconductores para reducir la distorsi´on arm´onica en el punto de conexi´on a la red. En este sentido, pueden hacer uso de los propios elementos semiconductores inherentes en el convertidor sin necesidad de incorporar hardware adicional que encarezca el mismo. Otro avance considerable en la reducci´on de la distorsi´on arm´onica es la introducci´on de convertidores de potencia multinivel [3]. Estos convertidores utilizan una mayor cantidad de dispositivos semiconductores y condensadores con el fin de generar diferentes niveles discretos de tensi´on a la salida. Con ello, los saltos de tensi´on son relativamente menores que en un convertidor est´andar de dos niveles y, consecuentemente, tambi´en lo es el rizado de la corriente. Mientras mayor sea el n´umero de niveles del convertidor, m´as compleja es la topolog´ıa pero menores son los saltos y la distor- si´on introducida. Existen numerosas topolog´ıas de convertidores multinivel [11], siendo la topolog´ıa ”Diode-clamped Converter”(DCC) una de las m´as conocidas en la actualidad [7]. Esta topolog´ıa utiliza diodos junto a dispositivos semiconductores adicionales para fijar los distintos niveles a la salida. La modalidad de 3 niveles, conocida como ”Neutral-point clamped (NPC)”, es de amplio uso en la actualidad y tiene una gran aceptaci´on en la industria para aplicaciones de media y alta ten- si´on [12]. A pesar del atractivo uso de convertidores multinivel—de tres niveles particularmente para este art´ıculo—el uso de m´as de un nivel y la disposici´on de varios condensadores acarrea ciertas XL Jornadas de Automática Modelado, Simulación y Optimización https://doi.org/10.17979/spudc.9788497497169.535 535 consideraciones que dificultan su implementaci´on. En [9] se utiliza un modelo promediado para una topolog´ıa de 5 niveles, donde se considera los efectos del uso de un nivel u otro sobre la tensi´on de los condensadores y se realiza una propuesta de modulaci´on que satisface el control de corriente y mantiene el mismo nivel de tensi´on en los condensadores. De forma similar, en [17] se realiza una propuesta de modulaci´on para la topolog´ıa de 3 niveles. Sin embargo, por la naturaleza de los dispositivos semiconductores, se requiere introducir unos intervalos, denominados tiempos muertos, entre el establecimiento de un nivel u otro en la salida del equipo. Esto se debe a la no idealidad de los semiconductores que toman un tiempo fini- to entre la orden de apertura y el cese de corriente a trav´es del mismo. Como consecuencia, por cada salto de nivel, existe un intervalo d´onde el nivel de tensi´on a la salida no es el deseado por el control. Precisamente, en [8] se modela el efecto de estos tiempos muertos sobre el control en corriente, resultando en la aparici´on de 5oy 7oarm´onicos sobre la componente final. Este an´alisis es extrapolable para convertidores multinivel, haciendo a´un m´as notable la aparici´on de estas componentes no deseadas al haber m´as saltos de niveles. En esta l´ınea, en [4] se propone un esquema de detecci´on y posterior eliminaci´on de arm´onicos presentes en la corriente el´ectrica. Aunque el planteamiento se realiza para una topolog´ıa particular de convertidores multinivel, el planteamiento es extrapolable para cualquier topolog´ıa de convertidores. Primeramente, una etapa de detecci´on utiliza un control PI en cascada con un filtro paso bajo para generar la referencia de corriente de los arm´onicos a eliminar. Seguidamente, estas referencias se introducen en el control en corriente del sistema junto a la referencia de la corriente fundamental. Para garantizar que estas referencias son alcanzadas en el r´egimen permanente se utiliza un control resonante sintonizado a las correspondientes frecuencias de los arm´onicos adem´as de la fundamental de 50 Hz [16]. Este art´ıculo implementa experimentalmente el esquema de detecci´on y compensaci´on de arm´onicos en corriente presentado en [4] para un convertidor de 3 niveles NPC trif´asico. A su vez, el control en corriente utilizado est´a basado en el control resonante en ejes estacionarios [16] sintonizado a la frecuencia fundamental y a las componentes de los arm´onicos a eliminar. La modulaci´on implementada se basa en el uso de los 2 niveles m´as cercanos “Nearest level modulation (NLM)” junto a la inyecci´on de una componente com´un a las 3 fases producto de un problema de optimizaci´on para el balance de los condensadores [18]. Para probar el correcto funcionamiento del algoritmo, ´este se implementa en un convertidor NPC trif´asico de 13 kVA conectado a la red el´ectrica de baja tensi´on. El contenido del art´ıculo se dispone de la siguiente forma: la secci´on 2 muestra el esquema del convertidor utilizado; la secci´on 3 introduce las dos etapas del algoritmo de eliminaci´on de arm´onicos; la seccion 4 presenta los algoritmos de control y modulaci´on implementados; la secci´on 5 muestra los resultados experimentales de esta implementaci´on; y por ´ultimo, la secci´on 6 arroja unas conclusiones de la implementaci´on completa. 2. Convertidor NPC El esquema del convertidor utilizado se muestra en la Fig. 1. Se trata de un convertidor de 3 niveles NPC conectado a la red el´ectrica de frecuencia ωred = 2π50 rad/s cuyas variables del sistema son las tensiones de fase vsa, vsb, vsc, corrientes de fase ia, ib, icy tensiones de los condensadores vc1y vc2. Cada una de las fases puede conectarse a uno de los 3 niveles ‘p’,‘o’ o ‘n’ dependiendo del estado de los dispositivos semiconductores. Las salidas del convertidor, definidas como los puntos ‘a’, ‘b’, ‘c’ est´an conectados a la red el´ectrica a trav´es de las inductancias L1, L2yL3. La carga es una resistencia de valor Rque est´a conectada en el lado del dc-link cuya tensi´on es vdc =vc1+vc2. 3. Algoritmo de compensaci´on de arm´onicos El algoritmo de compensaci´on se obtiene de [4] y se aplica para el convertidor expuesto en la secci´on anterior. Est´a compuesto por 2 etapas: una etapa de detecci´on y otra etapa de compensaci´on. 3.1. Detecci´on de arm´onicos Esta etapa utiliza informaci´on provienente de la componente fundamental medida en la red el´ectrica para sincronizar los ejes de la corriente de red con el arm´onico a compensar. Para ello, se utiliza la transformaci´on abc/αβ para pasar la tensi´on de la red el´ectrica (vsa, vsb, vsc) a ejes estacionarios (vsα, vsβ) y obtener, desde estos ejes, el valor del ´angulo de la red (ωred) utilizando un ‘Phaselocked loop (PLL)’ [19]. N´otese que la componente fundamental de vsα sigue un comportamiento senoidal tal que vsα =Vsαsin(ωredt) donde Vsα es la amplitud de la tensi´on en ejes αβ. Una vez conocido el ´angulo de la red, se sincronizan los ejes αβ de las corrientes de red con el arm´onico a compensar utilizando la matriz de giro. Los arm´onicos se categorizan como un arm´onico ncuya componente es senoidal de frecuencia XL Jornadas de Automática Modelado, Simulación y Optimización https://doi.org/10.17979/spudc.9788497497169.535 536 Figura 1: Esquema del convertidor 3 niveles NPC conectado a red positiva nωred y frecuencia negativa −nωred. Por ello, para cada arm´onico existen dos componentes detectadas, una de secuencia positiva y otra de secuencia negativa. Las corrientes de red quedan, pues, modeladas de la forma iα=Iαβsen(ωredt)+ N X n=2 (I+ nsen(nωredt+φ+ n)) +I− nsen(−nωredt+φ− n)) (1) iβ=Iαβcos(ωredt)+ N X n=2 (I+ ncos(nωredt+φ+ n)) +I− ncos(−nωredt+φ− n)), (2) d´onde Nes el ´ultimo arm´onico a considerar, Iαβ es la amplitud de la componente fundamental en αβ, I+ n, I− nla amplitud del arm´onico nde secuencia positiva y negativa respectivamente; y φ+ n, φ− nla fase de los mismos. N´otese que un sistema trif´asico equilibrado no presenta arm´onicos pares ni m´ultiplos de 3, por lo que las variables I+ nyI− npara n={2,3,4,6,8, . . . }son iguales a 0. As´ı, la primera etapa de la detecci´on de arm´onicos para el arm´onico nse calcula aplicando la matriz de giro a las corrientes. El ´angulo girado ser´a igual a nveces el ´angulo de la red, haciendo que la componente alterna del arm´onico a detectar se manifieste como una componente continua. De esta forma,     i+n sd i+n sq i−n sd i−n sq    =    cos(nωredt) sen(nωredt) −sen(nωredt) cos(nωredt) cos(−nωredt) sen(−nωredt) −sen(−nωredt) cos(−nωredt)    iα iβ (3) iα iβ=r2 3  1−1/2−1/2 0√3/2√3/2 1/√2 1/√2 1/√2    ia ib ic  . Debido a la naturaleza senoidal del arm´onico n, las nuevas variables i+n sd , i+n sq yi−n sd , i−n sq poseer´an una componente continua que corresponde con I+ n eI− nde la forma I+ n=qi+n sd 2+i+n sq 2(4) I− n=qi−n sd 2+i−n sq 2, (5) donde i+n sd ,i+n sq ,i−n sd yi−n sq son las componentes de continua las respectivas variables i+n sd ,i+n sq ,i−n sd yi−n sq . Para obtenerla, se implementa un integrador generalizado de 2oorden (SOGI) [20] como un filtro paso bajo que extrae esta componente. GSOGI(s) = kSOGIωLP c 2 s2+kSOGIωLP cs+ωLP c 2(6)     i+n d i+n q i−n d i−n q    =GSOGI(s)    i+n sd i+n sq i−n sd i−n sq    , (7) donde kSOGI es la ganancia del filtro paso bajo yωLP ces la frecuencia de corte del filtro. N´otese que, independientemente del arm´onico na detectar, la componente a extraer ser´a siempre en continua por lo que la frecuencia de corte del filtro puede ser siempre la misma. XL Jornadas de Automática Modelado, Simulación y Optimización https://doi.org/10.17979/spudc.9788497497169.535 537 3.2. Compensaci´on arm´onicos El resultado de la etapa anterior se puede entender como el error a realimentar en un control de compensaci´on de arm´onicos. Por ello, esta magnitud se introduce en un control PI para posteriormente invertir el giro realizado en (3). Como resultado se obtiene la referencia de corriente del arm´onico n en ejes estacionarios αβ a introducir en el control en corriente. ⎡ ⎢ ⎢ ⎢ ⎣ i+n∗ α i+n∗ β i−n∗ α i−n∗ β ⎤ ⎥ ⎥ ⎥ ⎦= ⎡ ⎢ ⎢ ⎣ cos(nωredt)−sen(nωredt) sen(nωredt) cos(nωredt) cos(−nωredt)−sen(−nωredt) sen(−nωredt) cos(−nωredt) ⎤ ⎥ ⎥ ⎦PI(s) ⎡ ⎢ ⎢ ⎣ i+n d i+n q i−n d i−n q ⎤ ⎥ ⎥ ⎦ (8) in∗ α=i+n∗ α+i−n∗ α(9) in∗ β=i+n∗ β+i−n∗ β(10) d´onde kpykise definen como los par´ametros del control PI. Al igual que en el caso anterior, al tratarse de magnitudes en continua con las mismas din´amicas, los par´ametros del control son los mismos para cualquier arm´onico considerado. Una vez obtenidas, estas magnitudes se introducen en negativo en la referencia de corriente del sistema. De esta forma, el PI se encargar´a de generar una se˜nal de control que compensar´aelarm´onico nen el r´egimen permanente. Ambas etapas de detecci´on y compensaci´on de arm´onicos se muestran en la Fig. 2. Figura 2: Esquem´atico de las etapas de detecci´on y compensaci´on de arm´onicos 4. Estrategia de control La estrategia de control del sistema en modo rectificador conectado a red consiste en un control en cascada. En ´el, la potencia instant´anea de referencia (p∗) obtenida del lazo de regulaci´on de la variable vdc y su referencia (v∗ dc)—definida por el usuario— define unos valores de corrientes de referencia (i∗ αβ). Estas referencias se introducen en el control de corriente que define los valores de ten- si´on de salida del convertidor en abc. Finalmente, estos valores se introducen en el modulador que los modula utilizando saltos discretos entre los 3 posibles niveles {‘p’, ‘o’, ‘n’}. 4.1. Control tensi´on dc-link Se utiliza un lazo de regulaci´on para que la ten- si´on total del dc-link (vdc =vc1+vc2) alcance su referencia (v∗ dc) definida externamente como constante. Este lazo consiste en un control PI d´onde el error se calcula como la diferencia de las magnitudes cuadr´aticas de las tensiones y el resultado define la potencia activa de referencia inst´antanea. De esta forma, p∗=kdc p(v∗ dc 2−vdc2)+kdc it 0 (v∗ dc 2−vdc2)dτ, (11) donde {kdc p,kdc i}son los par´ametros del control PI implementado. Una vez conocido p∗,asumiendo que la potencia reactiva deseada es nula para alcanzar un factor de potencia unitario, se puede obtener las corrientes de referencia {i∗ α,i∗ β}aplicando el teorema de la potencia instant´anea. 4.2. Control en corriente Este control regula las corrientes de fase en αβ para que sigan sus respectivas referencias. Se trata de un control con una din´amica mucho m´as r´apida que el anterior, de ah´ı que se puedan situar en cascada. Puesto que en este art´ıculo se considera un algoritmo de eliminaci´on de arm´onicos, las corrientes de referencia se modifican agregando las referencias obtenidas en la secci´on 3. Por ello, las entradas de este control se definen como  iα=i∗ α− N  n=5 in∗ α−iα(12)  iβ=i∗ β− N  n=5 in∗ β−iβ. (13) El control utilizado se trata de un control resonante no ideal [16] cuya funci´on de transferencia se muestra en (14) donde kPR pykPRi rson los par´ametros de control del t´ermino proporcional y resonante respectivamente para las frecuencias de resonancia ωi r. GPRωi r (s)=kPR p+ i 2kPRi rωcs s2+2ωcs+ωi r 2(14) La funci´on de transferencia de un control resonante ideal se trata de un control proporcional junto aunt´ermino resonante que ofrece una ganancia infinita a la frecuencia de resonancia. Esto es interesante para sistemas conectados a la red ya que ;/-RUQDGDVGH$XWRPiWLFD 0RGHODGR6LPXODFLyQ\2SWLPL]DFLyQ KWWSVGRLRUJVSXGF  la ca´ıda de tensi´on de la inductancia a la frecuencia de red (ωred) se puede estimar a trav´es de este t´ermino. Sin embargo, para sistemas reales, la frecuencia de red puede no ser exactamente la de resonancia dise˜nada. Por ello, se utiliza un control resonante no ideal que amplia el ancho de banda de la zona resonante utilizando un filtro paso bajo de frecuencia ωc. Utilizando (14), se define el t´ermino resonante para la frecuencia de red ωred y la frecuencia de los arm´onicos ωn r=nωred, ωc= 2π0,1rad/s y{uα,uβ}como las tensiones de salida normalizadas en αβ. uα uβ=2 vdc −GPR(ωred+Pωn r)b iα b iβ+vsα vsβ  (15) 4.3. Modulador El modulador es el encargado de integrar las variables {uα,uβ}obtenidas de (15) y transformarlas aabc {ua,ub,uc}en el punto de conexi´on a la red (PCC), usando para ello los valores discretos alcanzables. Generalmente, se impone una secuencia de los estados discretos que modulan un valor promediado igual a {uα,uβ}en un intervalo espec´ıfico T. La variable Tse le conoce como periodo de conmutaci´on y se define como la inversa de la frecuencia de conmutaci´on fsw. De esta forma, para cada periodo de conmutaci´on Ty para cada fase se utilizan varios niveles repartidos dentro del periodo de forma que su valor promediado sea el calculado en (15) en abc. Al realizar el calculo normalizado de (15), los valores alcanzables por {ua, ub,uc}son [−1,1]. Puesto que los niveles utilizables son {‘p’, ‘o’, ‘n’}, existe una correspondencia entre los anteriores valores y estos niveles tal que {‘p’:1, ‘o’:0, ‘n’:-1}. Por ello, el modulador establecer´a los tiempos que cada fase est´a conectado a cada uno de los estados discretos de forma acorde a los valores {ua,ub,uc}. La modulaci´on implementada en este art´ıculo se obtiene de [18] donde, a trav´es de un problema de optimizaci´on, se calcula una componente com´un que se suma a los valores {ua,ub,uc}. Esta componente no tiene efecto alguno sobre el control en corriente para sistemas trif´asicos conectado a red. El problema de optimizaci´on busca obtener el mejor valor que garantize que la tensi´on de los condensadores se mantengan iguales. Una vez obtenido este valor, se utilizan los dos niveles m´as pr´oximos para modular los nuevos valores de {ua, ub,uc}. Un esquem´atico completo del control en cascada se muestra en la Fig. 3. 5. Resultados experimentales En esta secci´on se presentan los resultados experimentales de aplicar la compensaci´on aqu´ı comentada. Para ello, se utiliza un convertidor trif´asico NPC de 13 KVA conectado a red que se muestra en la Fig. 4. Los par´ametros del convertidor se muestran en la Tabla 1. Cuadro 1: Par´ametros del sistema Par´ametro Valor ωred 2π50 rad/s vsa, vsb, vsc 230 VRMS fsw 10 kHz L2 mH C3300 µF v∗ dc 700 V R60 Ω Para demonstrar la capacidad de compensaci´on del algoritmo, se compensan ´unicamente los arm´onicos 5oy 7o(n={5,7}). Los par´ametros de los controladores implementados para ello se muestran en la Tab. 2 y han sido obtenidos como recomendaci´on de [4] y ajustados experimentalmente. Cuadro 2: Par´ametros del sistema Par´ametro Valor kPR p5 kPR1 r(n= 1) 100 kPR5 r(n= 5) 50 kPR7 r(n= 7) 70 kdc p0.05 kdc i1 kp0.1 ki0.5 ωc2π0,1 rad/s ωLP c2π100 rad/s kSOGI √2 La Fig. 5 muestra el efecto que este algoritmo de compensaci´on tiene sobre las corrientes finales una vez alcanzado el r´egimen permanente. Por otro lado, en la figura 6 se muestra la potencia total del sistema (p) y el efecto transitorio de la activaci´on del algoritmo en el instante t= 5 s. Previamente a t= 5 sel algoritmo estaba desactivado y la potencia tiene la forma mostrada a la izquierda. Inmediatamente despu´es de activar el algoritmo, se produce un transitorio donde aumenta el rizado de la potencia que se va paliando a medida que los arm´onicos son compensados. Aunque en esta gr´afica s´olo se muestre la referencia del 5oarm´onico, la compensaci´on del 7oarm´onico tambi´en est´a pre- XL Jornadas de Automática Modelado, Simulación y Optimización https://doi.org/10.17979/spudc.9788497497169.535 539 Figura 3: Esquem´atico del control implementado Figura 4: Equipo utilizado en los experimentos. sente. Una vez pasado el r´egimen transitorio, la potencia adquiere la forma mostrada en la derecha. N´otese como la compensaci´on de arm´onicos supone una mejora de eficiencia al reducirse la potencia del sistema ya que se reducen las p´erdidas. Por otro lado, en la Fig. 7 se muestra la evolucion en r´egimen permanente de las distintas variables que conforman la etapa del algoritmo de compensaci´on. Figura 5: Corrientes de fase del equipo en r´egimen permanente con la compensaci´on activada y desactivada. Figura 6: (Arriba) Evoluci´on de la potencia activa instant´anea sin compensaci´on y tras activar la compensaci´on. (Abajo) Referencia del 5oarm´onico obtenida del algoritmo de compensaci´on. 6. Conclusiones Esta contribuci´on presenta un sencillo algoritmo de compensaci´on de arm´onicos basado en la realimentaci´on de las variables del sistema. El algo- ;/-RUQDGDVGH$XWRPiWLFD 0RGHODGR6LPXODFLyQ\2SWLPL]DFLyQ KWWSVGRLRUJVSXGF  Figura 7: Variables de las distintas etapas del algoritmo de compensaci´on para el 5oarm´onico de secuencia positiva. iα: Corriente de fase en eje α;i+5 sd : Corriente de fase en eje s´ıncrono dal 5oarm´onico de secuencia positiva; i+5 d: Componente filtrada de la variable anterior; i+5∗ d: Referencia de corriente del 5oarm´onico de secuencia positiva en continua; i+5∗ α: Referencia de corriente del 5oarm´onico de secuencia positiva; i5∗ α: Referencia de corriente del 5oarm´onico. ritmo se ha implementado y testado experimentalmente en un convertidor distinto en el que se expuso, demonstrando su viabilidad para diferentes topolog´ıas. Los resultados experimentales para compensaci´on de 5oy7 oarm´onicos validan su aplicaci´on para sistemas conectados a red, siendo de gran utilidad para convertidores multinivel al compensar los principales arm´onicos que generan. Agradecimientos Este trabajo ha sido financiado por las ayudas MINECO-FEDER DPI2013-41891-R y MINECOFEDER DPI2016-75294-C2-1-R. English summary DETECTION AND SUPPRESSION OF LOW-ORDER HARMONIC IN THE GRID CURRENT Abstract The low-order harmonic presence in the grid is the reason for many economical losses in the industry. Due to this, many efforts has been put in the search for approaches that solve such issue by suppressing them from the grid. This paper deals with one of these approaches. It consists in the detection and the consequent suppression of low-order harmonics by measuring the grid current. To achieve so, a detection stage, where the considered harmonic to be compensated is extracted, is used along with a compensation stage, where a controller is considered such as to generate a harmonic-sequence reference component that will afterwards be added to the final reference currents. This algorithm has been tested experimentally and the good results show its capability to be used for harmonic compensation. Keywords: Multilevel Converters, Diodeclamped converter, harmonic suppression, harmonic detection, harmonic distortion Referencias [1] A. Battaglini, N. Komendantova, P. Brtnik, A. Patt, “Perception of barriers for expansion of electricity grids in the European Union”, Energy Policy, Volume 47, 2012, Pages 254- 259. [2]R.N.Beres,X.Wang,M.Liserre,F.BlaabjergandC.L.Bak,“AReviewofPassivePower Filters for Three-Phase Grid-Connected Voltage-Source Converters”, IEEE Journal of Emerging and Selected Topics in Power Electronics, vol. 4, no. 1, pp. 54-69, March 2016. ;/-RUQDGDVGH$XWRPiWLFD 0RGHODGR6LPXODFLyQ\2SWLPL]DFLyQ KWWSVGRLRUJVSXGF  [3] L. G. Franquelo, J. Rodriguez, J. I. Leon, S. Kouro, R. Portillo and M. A. M. Prats, ”The age of multilevel converters arrives”, IEEE Industrial Electronics Magazine, vol. 2, no. 2, pp. 28-39, June 2008. [4] E. Kontos, G. Tsolaridis, R. Teodorescu and P. Bauer, “High Order Voltage and Current Harmonic Mitigation Using the Modular Multilevel Converter STATCOM”, IEEE Access, vol. 5, pp. 16684-16692, 2017. [5] F. Li et al., “Smart Transmission Grid: Vision and Framework”, IEEE Transactions on Smart Grid, vol. 1, no. 2, pp. 168-177, Sept. 2010. [6] O. Lopez, R. Teodorescu and J. Doval- Gandoy, “Multilevel transformerless topologies for single-phase grid-connected converters”, IECON 2006 - 32nd Annual Conference on IEEE Industrial Electronics, Paris, 2006, pp. 5191-5196. [7] M. Marchesoni and P. Tenca, “Diodeclamped multilevel converters: a practicable way to balance DC-link voltages”, IEEE Transactions on Industrial Electronics, vol. 49, no. 4, pp. 752-765, Aug. 2002. [8] S. R. Minshull, C. M. Bingham, D. A. Stone and M. P. Foster, “Compensation of Nonlinearities in Diode-Clamped Multilevel Converters”, IEEE Transactions on Industrial Electronics, vol. 57, no. 8, pp. 2651-2658, Aug. 2010. [9] P. Montero-Robina, F. Umbr´ıa, F. Salas and F. Gordillo, ¨ Integrated Control of Five-Level Diode-Clamped Rectifiers”, IEEE Transactions on Industrial Electronics, vol. 66, no. 9, pp. 6628-6636, Sept. 2019. [10] P. Palensky and D. Dietrich, “Demand Side Management: Demand Response, Intelligent Energy Systems, and Smart Loads”, IEEE Transactions on Industrial Informatics, vol. 7, no. 3, pp. 381-388, Aug. 2011. [11] J. Rodriguez, Jih-Sheng Lai and Fang Zheng Peng, “Multilevel inverters: a survey of topologies, controls, and applications”, IEEE Transactions on Industrial Electronics, vol. 49, no. 4, pp. 724-738, Aug. 2002. [12] J. Rodriguez, S. Bernet, P. K. Steimer and I. E. Lizama, “A Survey on Neutral-Point- Clamped Inverters”, IEEE Transactions on Industrial Electronics, vol. 57, no. 7, pp. 2219- 2230, July 2010. [13] L. Rouco, K. Chan, J. Oesterheld and S. Keller, Recent evolution of European grid code requirements and its impact on turbogenerator design”, 2012 IEEE Power and Energy Society General Meeting, San Diego, CA, 2012, pp. 1-9. [14] B. Singh, K. Al-Haddad and A. Chandra, “A review of active filters for power quality improvement”, IEEE Transactions on Industrial Electronics, vol. 46, no. 5, pp. 960-971, Oct. 1999. [15] Q. Sun, C. Song, H. Zhang and Y. Zhao, ”Fuzzy Modeling Method and Device for Distributed Generation System”, 2009 International Conference on Measuring Technology and Mechatronics Automation, Zhangjiajie, Hunan, 2009, pp. 566-569. [16] R. Teodorescu, F. Blaabjerg, M. Liserre and P. C. Loh, (2006) “Proportional-resonant controllers and filters for grid-connected voltage-source converters”, IEE Proceedings - Electric Power Applications, vol. 153, no. 5, pp. 750-762. [17] A. Ventosa-Cutillas, P. Montero-Robina, F. Umbr´ıa, F. Cuesta, y F. Gordillo, (2019). ”Integrated Control and Modulation for Three- Level NPC Rectifiers”. Energies, 12(9), 1641. [18] Ventosa-Cutillas, A., Montero-Robina, P., Cuesta, F., y Gordillo, F. (2019). ”A simple modulation approach for interfacing threelevel NPC to the grid”. Enviado a Energy. [19] Y. F. Wang and Y. W. Li, “Grid Synchronization PLL Based on Cascaded Delayed Signal Cancellation”, IEEE Transactions on Power Electronics, vol. 26, no. 7, pp. 1987-1997, July 2011. [20] Z. Xin, Z. Qin, M. Lu, P. C. Loh and F. Blaabjerg, .Anew second-order generalized integrator based quadrature signal generator with enhanced performance”, 2016 IEEE Energy Conversion Congress and Exposition (ECCE), Milwaukee, WI, 2016, pp. 1-7 [21] R. Zingel, ”Grid Compliance Conditioning of Renewable Power Sources by Means of Modern Power Electronics”, 2007 European Conference on Power Electronics and Applications, Aalborg, 2007, pp. 1-8. c 2019 by the authors. Submitted for possible open access publication XL Jornadas de Automática Modelado, Simulación y Optimización https://doi.org/10.17979/spudc.9788497497169.535 542 under the terms and conditions of the Creative Commons Attribution CC BY-NC-SA 4.0 license (https://creativecommons.org/licenses/by-nc- sa/4.0/deed.es). XL Jornadas de Automática Modelado, Simulación y Optimización https://doi.org/10.17979/spudc.9788497497169.535 543