Dimensionado y ensamblado de un amplificador a válvulas

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El primer parámetro en el que debemos fijarnos es de las características del ánodo. Se trata de una serie de curvas que son de alta utilidad en el que se representan la corriente de ánodo (Ia) frente a su tensión (Va), a medida que variamos la tensión de rejilla-a-cátodo (Vgk). Otra consideración que se debe tener es que, a diferencia de los transistores, las válvulas operan con altas tensiones y bajas corrientes, asimismo en caso de que no haya tensión de polarización (Vgk = 0) se produce una alta corriente de ánodo. B;B;*,*&* #/ B;B;A;',&""*.(0***'2( Una etapa típica de amplificación tiene una resistencia de carga en el ánodo (RL), conectada entre el ánodo y la fuente de tensión. Asumimos que la fuente de tensión no tiene ninguna resistencia de salida (si bien habría que reconsiderar esto ante un caso práctico). Al aplicar una tensión entre la rejilla y el cátodo modulamos Vgk, y por tanto (1/0.%;*IB1.2/.0!.8/0%/ !(6*+ +EOJF 20 %' ""$* #!'",") &$," controlamos las condiciones del ánodo. Esta reja se conoce comúnmente como reja de control en válvulas multirreja, como los tetrodos y pentodos. Haciendo uso de la Ley de Ohm podemos prever que si no hay una circulación de corriente por la resistencia (y por tanto, la válvula) no habrá por tanto una caída de tensión en la misma. Entonces podremos concluir que toda esa caída de tensión se da en la propia válvula, de esta manera podremos tomar la anterior gráfica (ver Ilustración 1) y marcar el siguiente punto (Va = HT = 350 V, Ia = IR = 0 A). De la misma manera podemos partir de la base de que toda la tensión está cayendo en la resistencia de carga, tenemos por tanto (RL = 175 kΩ, HT = 350 V, Ia = 2 mA). Con estos dos puntos podremos trazar una recta. (1/0.%;*JB),(%"% +.!*60+ ++)<* "#'$"$ $$  %)!*/%+* +4!*/)( + !1*),(%"% +.26(21(/ 21   "($%% !%$""$   (1/0.%;*KB!0 !.# Dicha recta es conocida como recta de carga (del inglés loadline), que es posiblemente uno de los análisis más útiles que se pueden hacer a una etapa de amplificación a válvula. Evidentemente, dicha recta es sólo válida para la RL con la que ha sido calculada, en caso de cambiar la carga habría que volver a trazarla. Podemos observar como nuestra recta de carga cruza varias curvas de ánodo para cada uno de los posibles valores de Vgk, esto implica que para uno de estos valores podremos predecir la ganancia de la etapa. Pongamos por ejemplo una tensión de 8 V sinusoidal entre la rejilla y el cátodo. Empezando en 0 V, observamos que el primer corte con la recta de carga se produce en Va = 72 V. Cuando la tensión pasa a -4 V tenemos Va = 332 V. Por tanto para una tensión de - 4 V observamos un incremento positivo en la tensión de ánodo de 260 V, con lo cual podemos concluir que es un amplificador inversor y su ganancia es:    Sin embargo esto no es muy lineal. Cuando la tensión de entrada sigue aumentando más allá de 0 V veremos que la tensión de ánodo no es capaz de seguir la misma tendencia y por tanto la señal de salida no tendrá ninguna relación con la de entrada. Debemos, pues, polarizar la válvula a un punto en continua que permita amplificar tanto los semiciclos negativos como los positivos sin distorsionar. 22 %' ""$* #!'",") &$," 1,1,0,0,"!#""  El anterior circuito no solo distorsionaba la señal a la salida, si no que también añadía una componente de continua a la misma, así pues debemos añadir un condensador y una resistencia a la salida para filtrar dicha tensión continua.  (1/0.%;*LB+(.%5%;* !(.!&%(( La válvula es polarizada imponiendo una tensión de polarización a la rejilla a través de Rg, lo cual impide que la batería cortocircuite al oscilador. Cg es el condensador de acople que impide al oscilador cortocircuitar a la batería y rs es la resistencia de salida asociada a dicho oscilador. Volviendo a la recta de carga, podemos observar que a medida que aumenta Va, las curvas comienzan a aproximarse entre sí, lo cual indica que la etapa no es lineal, esto se ve especialmente agravado cuanto más cerca se encuentre Va de la tensión de alimentación. A esta región se la conoce como región de corte (del inglés cut-off). No es recomendable operar cerca de esta región si se requiere de un circuito lo más lineal posible. Si nos movemos en la dirección opuesta tendemos a que no exista caída de tensión en la válvula, sin embargo antes de que se dé este caso ocurrirá la llamada corriente positiva de rejilla, la cual tiene como consecuencia que los electrones liberados por el cátodo ya no son repelidos y controlados por la rejilla, sino que son atraídos por ella y de ahí van a tierra. La resistencia de entrada de la válvula, que en principio se puede considerar infinita, cae a un valor lo suficientemente bajo como para que la resistencia de salida del oscilador tenga una caída de tensión en sus bornes. Dado que esto sólo ocurre en los picos positivos de la señal se produce una distorsión en la entrada. "#'$"$ $$  %)!*/%+* +4!*/)( + !1*),(%"% +.26(21(/ 23   "($%% !%$""$  Si tenemos una caída de tensión en la válvula, y por tanto fluye corriente a través de ella, estará disipando potencia y habrá un umbral para el cual existe el riesgo de que la estructura interna de la misma se funda. A esto se le conoce como la máxima disipación de ánodo y viene dado por el datasheet de la válvula. En dicho datasheet encontramos también dos restricciones relacionadas entre sí a la hora de elegir el punto de trabajo, la tensión máxima Va y Vab, donde Va es la máxima tensión en continua en la que el ánodo puede trabajar y Vab es el máximo rango dinámico de la válvula, limitando por tanto la tensión de alimentación de la misma. Ignorar estas restricciones llevará a la rotura de la válvula. Una última limitación que debe ser tenida en cuenta es la máxima corriente de cátodo (Ikmax), sin embargo lo normal es que las otras condiciones de límite descritas anteriormente se den antes y por tanto es un valor que puede no aparecer en el datasheet. Si representamos todas estas limitaciones para la válvula ECC83 obtenemos el siguiente gráfico:  (1/0.%;*MB+* !0.&+ 1,1,0,1,!'"  Si bien hasta ahora hemos visto que la elección de la zona de trabajo viene muy restringida, es posible optimizarlo un poco más. 24 %' ""$* #!'",") &$," Por regla general nos veremos siempre ante dos factores principales que suelen entrar en conflicto: rango dinámico y linealidad. Si quisiéramos polarizar la válvula para un máximo rango dinámico podríamos poner Va = 225 V, de esta manera el ánodo podría oscilar entre 150 V y 300 V. Esto lo conseguimos polarizando la rejilla a -2,1 V. Sin embargo, si lo que queremos es tener una mayor linealidad deberemos seleccionar un punto de trabajo cuya línea de rejilla esté equidistante entre sus adyacentes. En este caso lo conseguiríamos aplicando -1,5 V como tensión de polarización de rejilla, alcanzando una tensión de ánodo de 182 V. Partiendo de la base de que hemos decidido optar por una mayor linealidad el siguiente paso sería determinar las condiciones en corriente alterna de la etapa y comprobar que satisface nuestras necesidades. El primer parámetro que determinaremos será la ganancia (Av) de la etapa. Para ello miraremos a una distancia igual a cada lado del punto de trabajo la primera intersección con la línea de la rejilla y tomaremos nota de la tensión de ánodo correspondiente. En el caso de la Ilustración 6, si miramos a la derecha del punto de trabajo toparemos con la línea de rejilla de 2 V, la cual cruza con una tensión de 220 V, asimismo, la línea de 1 V cruza con la de 148 V. Conocidos estos datos, empleamos la siguiente expresión para determinar la ganancia:           El siguiente parámetro que determinaremos es el rango dinámico, o sea, la máxima señal posible a la entrada sin distorsión a la salida. Nuevamente echamos un vistazo sobre la gráfica representada en la Ilustración 6, mirando a la izquierda de nuestro punto de trabajo y observamos que en 148 V nos acercamos a una corriente positiva en la rejilla. Hacia la derecha vemos que estamos únicamente limitados por la máxima tensión admisible en el ánodo. De aquí extraemos la conclusión que la válvula será capaz de seguir mejor los semiciclos positivos de la señal que los negativos, con lo cual estaremos limitados por esto último. En el caso que nos ocupa tendríamos pues una tensión pico a pico máxima de 72 V, expresado en RMS 25 VRMS. "#'$"$ $$  %)!*/%+* +4!*/)( + !1*),(%"% +.26(21(/ 25   "($%% !%$""$  En caso de que dicho valor no fuera suficiente para nuestro propósito convendría buscar un nuevo punto de trabajo, modificando la tensión de alimentación, la resistencia de carga o ambas. El próximo parámetro a dimensionar es la resistencia de salida. Un triodo puede ser modelado como una fuente de tensión AC en combinación con una resistencia en serie, conocida como resistencia de ánodo (ra). Dicha resistencia de ánodo se encuentra en paralelo con respecto a la resistencia de carga.  (1/0.%;*NB-1%2(!*0!$72!*%* El efecto que tiene dicha resistencia de ánodo ya se ha tenido en cuenta a la hora de trazar la recta de carga vista anteriormente. Ahora, para calcular el valor de ra debemos trazar una línea tangente a nuestro punto de trabajo, tal que: 32 %' ""$* #!'",") &$," Una vez calculado el valor del condensador, deberemos buscar el valor normalizado más cercano, este caso 220 µF. 1,1,0,6, !!"#  Si bien hemos colocado una resistencia de fuga de rejilla, no le hemos asignado valor alguno. Generalmente suele tomar un valor de 1 MΩ para etapas de pequeña señal, pero también valores más bajos para etapas de potencia. Es recomendable que esta resistencia presente un valor lo más alto posible, por dos razones. Por un lado forma un divisor de tensión junto con la impedancia de salida de la etapa que le precede y por tanto debe tener un valor lo suficientemente alto (mucho más que la impedancia de salida que le precede) a fin de que la mayor parte de la tensión pase a la siguiente etapa. La segunda razón es que una resistencia de fuga grande permite que el condensador de acople entre etapas sea lo más pequeño posible para una cierta frecuencia de corte inferior. Si echamos un vistazo al datasheet de la válvula podremos ver que hay un valor máximo que puede tomar dicha resistencia. La razón por la que es necesaria la existencia de esta resistencia es que siempre hay una pequeña fuga de corriente entre la rejilla y tierra. Dicha corriente proviene de la presencia residual de gases en el interior de la válvula. Cuando se produce un intercambio de electrones entre el cátodo y el ánodo se da el caso de que ciertos electrones colisionan a alta velocidad contra las moléculas de gas, y al producirse dicha colisión es posible que desprenda un electrón de la capa exterior de la molécula, la cual se encuentra ahora cargada positivamente mientras ahora son dos los electrones que continúan su camino hacia el ánodo. Dicha molécula cargada, conocida como ion, al estar cargada positivamente es rechazada por el ánodo y atraída por la rejilla. Al impactar este ion con la rejilla, ésta se carga positivamente, lo cual lleva a que un electrón fluya hasta la resistencia de fuga de rejilla. Este proceso se repite constantemente durante el intercambio de electrones entre cátodo y ánodo, de manera que se produce una fuga de electrones a lo largo de la rejilla, lo cual "#'$"$ $$  %)!*/%+* +4!*/)( + !1*),(%"% +.26(21(/ 33   "($%% !%$""$  reduce la tensión Vgk y si el valor de la resistencia de fuga es lo suficientemente alto, este cambio en Vgk se vuelve significativo y la corriente de ánodo aumenta. Este aumento en la corriente lleva a un aumento en la temperatura interna de la válvula, que comienza a generar más gas lo cual conlleva a más colisiones y una mayor fuga de electrones, hasta que finalmente la integridad física de la válvula se ve afectada irremediablemente. 1,1,0,7,!! ! Este condensador se coloca como protección para las válvulas. Este condensador debe ser capaz de soportar la tensión de la fuente de alimentación para que en el momento del encendido del equipo protejan a las válvulas, cuando el cátodo aun está frío (y por tanto no emite electrones). Al estar la fuente de alimentación sin ningún tipo de carga, toda la tensión aparecería en la rejilla de la válvula de la siguiente etapa y al estar a tan alto potencial comenzaría a circular una corriente tan alta que llevaría a la rotura de las válvulas. En cuanto al valor de dicho condensador, vendrá dado por la fórmula:    Dónde f representa la frecuencia de corte inferior del filtro que se formará debido al condensador C y la impedancia de entrada R de la etapa siguiente. 1,1,0,8,"  Hasta ahora nos hemos ocupado de todos los elementos externos de nuestro amplificador, elementos que introducimos porque son de nuestro interés. Ahora pasaremos a otro elemento que interviene en nuestro circuito pero no es del todo deseado, la capacidad de Miller. Siempre habrá una cierta capacitancia entre el ánodo y la rejilla de control. Dicha capacitancia forma un filtro paso bajo junto a la impedancia de salida de la etapa anterior. Pongamos el siguiente ejemplo, un amplificador de dos etapas conectadas en cascada, ambas idénticas tal que así: 34 %' ""$* #!'",") &$,"  (1/0.%;*HHB,%   !%((!. Cuando la segunda válvula amplifica la señal, los cambios en la tensión de ánodo fuerza la carga y descarga del condensador ánodo-a-rejilla (Cag). Dicha corriente no puede circular por la rejilla debido a la alta impedancia que ésta presenta, así que debe ser adoptada por la etapa anterior. Observemos la ecuación de Miller [10]:   De aquí podemos observar claramente como incluso un valor pequeño de Cag puede tener un efecto bastante pronunciado sobre la respuesta en alta frecuencia. Para nuestro caso particular sería de 115 pF (siendo Cag para la válvula ECC83 de 1,6 pF), esta capacidad asociada con la impedancia de salida de la etapa anterior nos da una frecuencia de corte superior de 29 kHz. Hay varias maneras de resolver este problema:  Reducir la impedancia de salida de la etapa anterior.  Reducir el valor de Cag apantallando la rejilla del ánodo, o lo que es lo mismo, hacer uso de un tetrodo o pentodo).  Reducir la ganancia de la etapa. 737363:363/!,%!&+'!-%!%.+'.,!), Para ello podríamos hacer uso de la válvula E88CC en la etapa predecesora, con una correcta polarización es posible alcanzar una impedancia de salida de unos 10 kΩ. Si "#'$"$ $$  %)!*/%+* +4!*/)( + !1*),(%"% +.26(21(/ 35   "($%% !%$""$  además usamos esta misma válvula en la segunda etapa, la capacidad de Miller caería aproximadamente a 50 pF (debido a que también caería la ganancia a 30). Otra alternativa es colocar un seguidor de cátodo entre las etapas. Esta configuración presenta fácilmente impedancias de salida del orden de 1 kΩ, que junto a la capacidad de Miller anterior (115 pF) daría como resultado una frecuencia de corte superior de 1,4 MHz. 737363:373+'.%%,%,$!%%%'))  El tetrodo se desarrolló para evitar la reducción de la ganancia causada por la interacción del campo eléctrico del ánodo con el de la rejilla. Se colocó una rejilla auxiliar (g2), o rejilla de apantallado, entre la rejilla de control y el ánodo. Para seguir atrayendo electrones, se conectaba dicha rejilla auxiliar a un potencial positivo ligeramente inferior al del ánodo.  (1/0.%;*HIB!0.+ + Si bien en un principio lo que se quería alcanzar era una mayor ganancia, una de las ventajas más importantes de añadir una rejilla auxiliar es que apantallaba al ánodo de los efectos en alterna de la rejilla, reduciendo notablemente la capacidad de Miller, permitiendo amplificar señales de mayor frecuencia. Esto lleva también a cambios en las curvas características de ánodo. 36 %' ""$* #!'",") &$,"  (1/0.%;*HJB1.2/.0!.8/0%/ !1*0!0.+ + La concavidad en las curvas es causada por la emisión secundaria. Cuando la tensión de ánodo es muy reducida, los electrones son emitidos por el cátodo de forma normal y recolectados por el ánodo. Sin embargo, con unas tensiones un poco más elevadas es posible que el electrón impacte de tal manera contra el ánodo que se desprendan dos electrones a baja velocidad, que se verán atraídos por la rejilla auxiliar. Con tensiones mucho más altas de ánodo, si bien se siguen produciendo estos desprendimientos de electrones, ahora el mayor potencial es capaz de atraerlos al ánodo. Sin embargo la presencia de esa concavidad puede dar lugar a distorsiones en la señal y por tanto el uso de tetrodos puros fue limitado.  Esta válvula pretendía mantener las ventajas del tetrodo, una baja capacidad de Miller, evitando la gran desventaja que suponía la concavidad en las curvas características. Añade una tercera rejilla (g3), la rejilla de supresión, conectada al cátodo. Ésta va situada entre el ánodo y la rejilla auxiliar (g2). De esta manera es capaz de apantallar g2 del ánodo, evitando que la colisión de los electrones produzca una pérdida de los mismos y por tanto, la concavidad que previamente tantos problemas causaba. "#'$"$ $$  %)!*/%+* +4!*/)( + !1*),(%"% +.26(21(/ 37   "($%% !%$""$   (1/0.%;*HKB8)+(+ !(,!*0+ + Si echamos un vistazo a las curvas características del pentodo EF86 [11], podremos observar que son casi horizontales, con unas características parecidas a los transistores bipolares, lo cual indica una resistencia de ánodo lo bastante elevada como para poder ser considerada infinita. Esto lleva a que se pueda tomar como impedancia de salida el valor de RL.  (1/0.%;*HLB1.2/.0!.8/0%/ !1*,!*0+ + 38 %' ""$* #!'",") &$," Otra característica es que el ánodo es capaz de oscilar mucho más cerca de los 0 V que el tríodo, y por tanto obtener una tensión pico-a-pico de salida mucho mayor, lo cual hace de los pentodos una buena elección para etapas de alto voltaje. Por último, la forma de las curvas de Va e Ia del pentodo son exponenciales y además cumplen que:   Esta relación no solo conlleva a que el pentodo produzca una distorsión armónica impar significativa, si no que además tiene un espectro mucho más ancho que el del triodo. En contrapartida, el tríodo produce distorsión armónica par e impar, pero que se atenúan rápidamente. El tipo de distorsión que se produce es muy importante, dado que el oído humano es mucho más tolerante con respecto a los armónicos pares y a su vez produce por sí mismo impares. Además, los armónicos impares de órdenes altos suenan discordantes con respecto a la fundamental. En resumen, la THD (Total Harmonic Distortion) de un amplificador basado en pentodos debe ser mucho menor que la basada en tríodos, dado que sus efectos subjetivos son mucho mayores. Además de esto, habría que añadir que los pentodos generan muchísimo ruido en comparación con los tríodos. Dicho ruido viene causado por la división del haz de electrones debido a las rejillas (ruido de partición). Este efecto se ve acentuado a medida que la frecuencia baja, con lo cual es especialmente molesto para el oído humano. B;B;B;&/** Lo que pretendemos conseguir es una válvula, o dispositivo compuesto, que nos de las ventajas del pentodo (mayor ganancia, mayor rango de tensiones a la entrada y baja capacidad de Miller) sin ninguna de sus desventajas. Dicho dispositivo compuesto es el cascodo. "#'$"$ $$  %)!*/%+* +4!*/)( + !1*),(%"% +.26(21(/ 39   "($%% !%$""$   (1/0.%;*HMB/+ + Este tipo de dispositivo posee una ra muy elevada, aproximadamente la ra de la válvula inferior multiplicada por (µ+1) de la válvula superior. Esta configuración funciona de la siguiente manera: La válvula tiene como carga en el ánodo la resistencia RL, como anteriormente, sin embargo en lugar modular Vgk variando el voltaje de rejilla y manteniendo el del cátodo constante, lo que hace es variar la tensión de cátodo y mantiene constante la de rejilla. Esta rejilla estará polarizada a un voltaje que estimemos necesario para una operación lo más lineal posible por parte de la válvula y estará conectada a tierra mediante un condensador. Esto es importante, ya que de esta manera el cátodo está debidamente apantallado del ánodo y por tanto la capacidad de Miller no es un problema. Además, ya que es la tensión de cátodo la que varía, esta etapa es no inversora. A pesar de haber una rejilla en la válvula superior, al no atraer corriente, no se produce el ruido de partición anteriormente mencionado. La válvula inferior funciona igual que lo visto anteriormente en la configuración de cátodo común, excepto que la carga de su ánodo es el cátodo de la válvula superior. Dado que la resistencia dinámica hacia el cátodo es baja, la ganancia de la válvula inferior, y por tanto 40 %' ""$* #!'",") &$," también lo es la capacidad de Miller. Además, debido a la baja impedancia de la carga de la válvula inferior, esta generaría mucha distorsión en caso de que hubiesen grandes tensiones de pico-a-pico, sin embargo es la etapa superior la encargada de proporcionar la mayor parte de la ganancia, con lo cual no es un problema. Otro detalle muy importante a tener en cuenta en la configuración en cascodo es la elección de válvula, las únicas válvulas que fueron diseñadas específicamente para funcionar bien bajo está configuración son la ECC88 y la E88CC. Ahora pasaremos a ver cómo se dimensiona un cascodo. Lo normal es tener el ánodo inferior a una tensión de 75 V, así pues, si tenemos una tensión de alimentación de 285 V, nos deja 210 V para la válvula superior (ver Ilustración 16). Podemos elegir una carga de ánodo para la válvula superior y trazar su recta de carga correspondiente como de costumbre. Para este caso, RL = 100 kΩ y Vg = -2,5 V, lo cual lleva a un valor de Va = -76,5 V, alcanzado un punto de trabajo lineal. La corriente de ánodo vale, por tanto, Ia = 1,34 mA.  (1/0.%;*HNB!(!%;* !(,1*0+ !0.&+E26(21(/1,!.%+.F Si el ánodo de la válvula inferior se encuentra a 75 V y la tensión Vgk de la superior es de - 2,5 V, entonces la tensión de rejilla Vg = 72,5 V. Dado que la rejilla de la válvula superior no atrae cargas (recordemos que está derivada a tierra mediante un condensador), esta "#'$"$ $$  %)!*/%+* +4!*/)( + !1*),(%"% +.26(21(/ 41   "($%% !%$""$  tensión determinará las condiciones de la etapa superior, la cual opera con una rejilla con polarización fija. Aún así debemos tener cuidado con no superar la máxima resistencia de fuga permitida, cuyo valor es de 1 MΩ para el modelo E88CC. No es el caso, dado que la resistencia Thévenin del divisor de potencial es de 560 Ω (asumimos que la resistencia de la fuente de alimentación es nula). Con respecto al condensador de derivación a tierra de la rejilla, con un valor de 0,33 µF tendríamos una frecuencia de corte inferior de 1 Hz. Para dimensionar la etapa inferior no nos será de mucha utilidad echar un vistazo a las curvas características del ánodo. En su lugar, haremos uso de las características mutuas de la corriente de ánodo frente a la tensión de rejilla.  (1/0.%;*HOB.0!.8/0%/)101/ Como sabemos, la Va de la etapa inferior es 75 V, así que seguimos la curva de 75 V hasta alcanzar la corriente de ánodo Ia = 1,34 mA (la corriente de ánodo de ambas etapas es la misma). Este será el punto de trabajo de la válvula inferior, lo cual nos da una Vgk = 2,6 V. Si cruzamos los puntos de Va = 75 V con el de Ia = 1,34 mA en la gráfica nos da un valor de 2,4 V para Vgk. Tomaremos un valor medio de 2,5 V, y calcularemos el valor de Rk a 1,8 kΩ. 48 %' ""$* #!'",") &$," Tal como hicimos antes, deberemos añadir capacidades parásitas propias de la válvula, lo cual nos dejaría con un valor aproximado de 4,5 pF, menos de la mitad de lo calculado en el caso anterior. Mirando la ecuación de la ganancia podemos llegar a la conclusión de que aumentando mucho RL, haremos que ra, uno de los parámetros más inestables en una válvula (y además causante de la distorsión), se vuelva despreciable y así conseguir un buffer con una distorsión mínima. Sin embargo, al aumentar RL, también lo hace la tensión que caen en ella, y por tanto tendríamos que aumentar en la misma proporción la tensión de alimentación. Debemos buscar la manera de solventar este problema, y para ello necesitaremos primero una serie de definiciones. 1,1,2,0,#"!&!# ! Una fuente de tensión o de corriente es aquel elemento capaz de proveer de energía a una carga que esté conectada a tierra, mientras que un sumidero puede controlar las características de una fuente externa de energía. La electrónica de audio necesita de aproximaciones reales de estos dispositivos hipotéticos para mejorar sus características en alterna. Una fuente (o sumidero) perfecta y constante de tensión es un cortocircuito (resistencia nula) y apoyándonos en la ley de Ohm sabemos que por ella fluirá una cantidad infinita de corriente y por tanto no habrá caída de tensión. Si bien dispositivos activos como los reguladores de tensión son por lo general mejores, condensadores bien dimensionados se suelen emplear como aproximaciones a fuentes y/o sumideros de tensión. Un ejemplo típico en audio es el condensador de desacople de cátodo como sumidero. Por otro lado, una fuente (o sumidero) perfecta de corriente es un circuito abierto (resistencia infinita), por las cuales no fluye ninguna corriente por mucha tensión que se aplique. Como en el caso anterior, se hace uso de dispositivos activos, si bien también es común el uso de bobinas, como la inductancia primaria en un transformador de salida. "#'$"$ $$  %)!*/%+* +4!*/)( + !1*),(%"% +.26(21(/ 49   "($%% !%$""$  1,1,2,1, "$!#  "!"" Anteriormente vimos que si no desacoplábamos la resistencia Rk, el valor de ra aumentaba debido a la realimentación negativa. Podemos valernos de esta propiedad para crear un sumidero constante de corriente. Supongamos que necesitamos una corriente de 2 mA y disponemos de una válvula E88CC y una tensión de alimentación de 204 V disponibles para el sumidero.  (1/0.%;*IKB1)% !.++*/0*0! !+..%!*0! Podemos decir que Va = 204 V e Ia = 0 mA como uno de los extremos de la recta de carga y marcar dicho punto en la gráfica. Sin embargo no tenemos información sobre el otro extremos de la misma. Lo que si sabemos es que queremos alcanzar una corriente de ánodo de 2 mA y debemos fijar nosotros mismos una tensión. En este caso Va = 81 V es una buena opción para tener linealidad. La linealidad es especialmente importante en los sumideros de corriente dado que la tensión de ánodo modulará una señal de audio. Una mala linealidad significará que ra no será constante, y si ésta está continuamente cambiando en función de la tensión de entrada, se producirán distorsiones. 50 %' ""$* #!'",") &$,"  (1/0.%;*ILB1*0+ !0.&+ !(/1)% !.+ !+..%!*0! Si ahora trazamos nuestra recta de carga, podremos conocer la corriente a través de RL, cuando Va = 0. De aquí calculamos su valor:       El valor normalizado más cercano es de 62 kΩ. Con Ia = 2 mA, tenemos una tensión de cátodo de 124 V. Vgk = -2,5 V, con lo cual la rejilla debe estar a 121,5 V. Esta tensión la conseguimos fácilmente con un divisor de tensión y un condensador de desacople en paralelo. La resistencia en alterna que veríamos ahora en la carga es de:     Para el caso concreto de nuestro diseño, obtenemos un valor de aproximadamente 2 MΩ. Para conseguir este mismo resultado con el método anterior, puramente resistivo, habríamos necesitado de una fuente de alimentación de 4 kV. 1,1,2,2,!# " "% A la hora de dimensionar el sumidero de corriente anterior hemos partido de los parámetros fijados en el diseño del amplificador en cátodo común anterior. Ahora combinaremos ambas configuraciones para formar el llamado amplificador en cátodo común con carga activa. "#'$"$ $$  %)!*/%+* +4!*/)( + !1*),(%"% +.26(21(/ 51   "($%% !%$""$  Dado que gracias a dicha carga activa hemos alcanzado una resistencia de carga de valor elevado, podemos calcular la ganancia como:     (1/0.%;*IMB!#1% +. !60+ ++*.#0%2 La ganancia resultante es de 0,97, ligeramente superior a la anterior, pero hemos conseguido reducir notablemente la distorsión, al hacerla independiente del valor de la resistencia de ánodo. B;B;D;&/ 1"*.J Se trata básicamente de un amplificador en cátodo común con carga activa. A diferencia del seguidor de cátodo, en el que apenas se obtenía beneficio en ese tipo de configuración, el diseño en cátodo común si que mejora gracias a la carga activa. 52 %' ""$* #!'",") &$,"  (1/0.%;*INB!#1% +.Q La válvula superior es un cátodo común autopolarizado, cuya entrada está acoplada mediante un condensador del ánodo de la etapa inferior, la cual se trata de un cátodo común.. Dado que el seguidor de cátodo tiene una ganancia aproximadamente unitaria y es no inversor, la señal de salida será prácticamente idéntica a la del cátodo común. De la ecuación de la ganancia podemos aproximar que, debido al gran valor de RL, la ganancia de esta configuración es µ, además de producir muy poca distorsión al ser ra despreciable. Si la válvula superior es una fuente constante de corriente, entonces podremos trazar la recta de carga de la válvula superior como una línea horizontal. Este es un ejemplo de línea de carga en alterna, en la que la pendiente de la recta no guarda relación con el punto de trabajo en continua, si bien debe pasar por dicho punto de trabajo. Podemos colocar esta recta en cualquier punto de trabajo que queramos, por ejemplo: podemos elegir una corriente de ánodo de 2 mA y una tensión de ánodo de 80 V, obteniendo µ=32,5 y una ganancia aproximada de 32. "#'$"$ $$  %)!*/%+* +4!*/)( + !1*),(%"% +.26(21(/ 53   "($%% !%$""$   (1/0.%;*IOB8*! !.#/!#1% +.QA!0,%*"!.%+. Ahora debemos determinar el punto de trabajo de la etapa superior. Alimentaremos a toda la etapa con una tensión de 285 V, lo cual nos deja con una tensión total de 205 V para la etapa superior. Dado que las tensiones de ánodo son idénticas, la etapa superior también tendrá 2 mA. Ahora deberemos decidir una tensión de ánodo para la etapa superior (para este caso se consideran 80 V) y con ella trazaremos la recta de carga para la etapa superior. Igual que se hizo anteriormente, calcularemos la resistencia de carga RL, con un valor de 63 kΩ. Para poder tener una Vgk = 2,5 V y teniendo en cuenta que tenemos una corriente de ánodo de 2mA será necesario colocar una resistencia de polarización de cátodo de 1,25 kΩ (en la Ilustración 27 representada como la asociación en paralelo de dos resistencias). Con todo esto ya tenemos bien definidas las condiciones en continua. Una vez conocida la ganancia del seguidor de cátodo, podremos determinar el valor de la impedancia de entrada que presenta la carga activa, todo ello para poder dimensionar correctamente el condensador de acople antes mencionado. Dado que la etapa superior (seguidor de cátodo) está realimentada, calcularemos su ganancia de realimentación:     La impedancia de carga vista desde la válvula inferior viene determinada por: 54 %' ""$* #!'",") &$,"           Empleando la siguiente ecuación, calcularemos la impedancia de entrada presentada por la rejilla de la válvula superior:          Ahora podremos dimensionar el condensador de acople. Con estos datos y para una frecuencia de corte de 1 Hz, nos basta con 10 nF. Otra ventaja muy útil de los seguidores µ es su alta inmunidad a ruido proveniente de la fuente de alimentación, parámetro conocido por PSRR (del inglés Power Supply Rejection Ratio), cuyo valor viene dado por:        Esto viene de que ra y RL forman un divisor de tensión y para un máximo rechazo del ruido producido por la fuente de alimentación, RL debe ser lo más alta posible en comparación con ra. En nuestro ejemplo, en el cual tenemos la señal acoplada mediante un condensador, la resistencia de ánodo de la etapa inferior es de 6 kΩ, y la carga activa 2 MΩ, lo cual nos da un PSRR de 50 dB. Si eliminásemos dicho condensador, la resistencia de ánodo subiría hasta los 47 kΩ y el PSRR descendería hasta los 33 dB. Otra particularidad de la configuración de seguidor µ es que presenta dos posibles salidas de señal, por un lado la salida del ánodo inferior o la baja impedancia de salida del seguidor de cátodo. Si Rg ≥ 10·RL, se puede asumir que la impedancia de entrada de una etapa tiene poco efecto sobre la etapa anterior. Si cogiésemos como salida de nuestro amplificador la del "#'$"$ $$  %)!*/%+* +4!*/)( + !1*),(%"% +.26(21(/ 55   "($%% !%$""$  ánodo inferior, la impedancia efectiva que se vería estaría formada por el paralelo de la impedancia de carga (2 MΩ) con la resistencia de fuga de rejilla (1 MΩ), la cual tomaría un valor de 666 kΩ. Esto tendrá poco efecto sobre la ganancia, pero afectará a la distorsión, así que no es aconsejable usar esta salida. 1,1,3,0,%%# !# 9 A la hora de elegir una válvula para este tipo de configuración, lo primero que hay que tener en cuenta es que no tienen porque ser del mismo modelo forzosamente. Como regla general, la impedancia de carga vista por la válvula inferior es:   Maximizar rL, minimiza la distorsión provocada en la válvula inferior, pero experimentalmente se ha comprobado que existe un límite a partir de rL ≥ 50·ra, tras el cual realmente no se gana ningún beneficio notable. Dado que el seguidor de cátodo funciona con realimentación, aumentar µ lleva a un aumento en la realimentación y un descenso en la distorsión. Sin embargo, válvulas con un valor de µ alto también requieren un alto valor de Va para evitar corriente a través de la rejilla, lo que va en detrimento de la tensión disponible para la válvula inferior y por tanto una menor tensión máxima pico-a-pico. Un valor alto de gm también es útil en la válvula superior si se pretende usar esa etapa para alimentar una red pasiva de ecualización, dado que se impedancia de salida será mucho menor en proporción a la resistencia serie de dicha red. Ejemplos de válvulas apropiadas para esta configuración:  6C45II: se trata de un tríodo con µ = 52 y gm = 20 mA/V. Su principal ventaja es que como válvula superior es capaz de oscilar mucho más cerca de Vgk = 0 sin distorsionar, permitiendo una gran tensión de salida.  D3a: es un pentodo pero que se usa en configuración de tríodo (cortocircuitando g2 y g3 al ánodo). Su µ es de 80 y gm = 20 mA/V, incluso para corrientes bajas. 56 %' ""$* #!'",") &$," 1,1,3,1,"!!# 9 Si bien es una configuración excelente para ser empleada como etapa de ganancia, el seguidor µ tiene sus limitaciones. Tiene una baja impedancia de salida y baja distorsión. Sin embargo dicha baja impedancia puede resultar problemática para la impedancia de carga del seguidor de cátodo en la etapa superior, ya que como vimos anteriormente, se ve reducida notablemente y ello provoca distorsión. B;B;E;&/ 1"*.* Esta configuración pretende mantener las ventajas del seguidor µ, pero además permitiendo que las válvulas estén también acopladas en continua. Para ello sustituye la resistencia de polarización de cátodo por un transistor bipolar, lo que permite desechar una alta resistencia de carga y evitar el desperdicio de tensión de la fuente de alimentación. Mirando desde el ánodo, la válvula multiplica Rk por µ, de la misma manera un transistor bipolar multiplica la resistencia por β (un valor típico puede ser 400). De esta manera, una resistencia de tan solo 100 Ω provocaría una carga vista desde el ánodo de unos 8 MΩ, resultado de multiplicar dicha resistencia por β y µ. Un valor muchísimo superior de lo que seríamos capaces de alcanzar con una configuración de seguidor µ. "#'$"$ $$  %)!*/%+* +4!*/)( + !1*),(%"% +.26(21(/ 57   "($%% !%$""$   (1/0.%;*IPB!#1% +.β Además, esta configuración alcanza con mucha facilidad rL ≥ 50·ra, incluso con una válvula superior de µ reducido. Así pues, dicha válvula debe ser escogida para mínima distorsión. B;B;F;&,.".("& Hasta ahora, todas las configuraciones vistas tan sólo tenían una única salida (en el caso del seguidor µ, si bien tenían dos, eran de la misma polaridad). El par diferencial posee dos entradas y amplifica la diferencia entre las señales de cada una de ellas, dando lugar a dos salidas, una invertida con respecto a la otra. El circuito consiste en dos tríodos idénticos, normalmente dentro del mismo encapsulado, cuyos cátodos están conectados entre sí, derivando la corriente de ánodo a tierra mediante un sumidero de corriente y cada una de ellas con resistencias de carga idénticas. Si cortocircuitásemos la rejilla de la segunda válvula a tierra y aplicamos una señal sinusoidal a la rejilla de la primera, el cátodo seguirá las variaciones de dicha señal, se 64 %' ""$* #!'",") &$," "#'$"$ $$  %)!*/%+* +4!*/)( + !1*),(%"% +.26(21(/ 65   "($%% !%$""$  C;0,/,*0("1"* C;A;(0.*1"+( La misión de la etapa de potencia es transmitir una señal ya procesada previamente y transmitir potencia a una carga, como podría ser un altavoz. Todo este proceso debe llevarse a cabo sin introducir ruido en la señal de salida. La elección del tipo de etapa de potencia determinará la topología del resto del circuito, con lo cual debe ser el primer elemento a dimensionar de todo el amplificador. Las válvulas son dispositivos de alta impedancia en la que oscilan tensiones de cientos de voltios, pero sin embargo sólo fluyen decenas de miliamperios de corriente. Un altavoz estándar de entre 4 Ω y 8 Ω de impedancia requiere decenas de voltios y varios amperios de corriente. La solución a este problema es hacer uso de un transformador de salida, para adaptar la salida de las válvulas a la entrada de la carga. C;B;",*/',&""*. El tipo de amplificador viene dado por la proporción entre la corriente de ánodo en reposo frente a la corriente de señal. C;B;A;&/ La corriente de reposo de ánodo está a un nivel en el cual incluso con una máxima señal de entrada, la corriente de ánodo nunca es nula. En otras palabras, la válvula nunca entra en corte. Este tipo de amplificador tiene un rendimiento máximo del 50%. C;B;B;&/ En este tipo de amplificador, la corriente de reposo es nula, y la corriente de ánodo sólo fluye durante los semiciclos positivos de señal. En otras palabras, la válvula entra en corte durante el semiciclo negativo de la señal de entrada, lo cual lleva a una fuerte distorsión. Existen técnicas para solventar este problema. El rendimiento máximo aproximado es de un 78%. 2,1,1,0,# #!-# Ya vimos anteriormente como el amplificador clase B introducía una distorsión muy grande, lo cual es un gran problema en un amplificador de audio. 66 %' ""$* #!'",") &$," Una solución a esto es hacer uso de dos válvulas de salida clase B, una de ellas recibiendo directamente la señal de entrada, mientras que la otra una versión invertida de la misma, de manera que mientras una de ellas se encuentra en corte, la otra provee a la salida la corriente. Finalmente, se suma la salida de ambas válvulas, consiguiendo reproducir la señal de entrada original. Sin embargo, no se consigue eliminar completamente la distorsión con este tipo de configuración, esto se debe al fenómeno denominado distorsión de cruce. Esta tiene lugar en el momento en que una válvula entra en corte y la otra comienza a conducir, por ello rara vez se usa esta topología y se modifica ligeramente, permitiendo una cierta cantidad de corriente de ánodo en reposo (como en el clase A). Así se consigue una transición más suave, esta configuración se denomina clase AB. En resumen, las funciones que debe cumplir esta configuración son:  Dividir una señal de entrada en dos señales de igual amplitud, pero a contrafase.  Hacer llegar dichas señales a la entrada de las válvulas de salida.  Cada una de las válvulas amplificará la mitad de cada una de las señales, alternándose.  Combinar las salidas de ambas válvulas para recuperar la señal original.  Adaptar la alta impedancia de salida de la etapa a la baja impedancia de un altavoz.  (1/0.%;*JIB+,+(+#81/$D1(( "#'$"$ $$  %)!*/%+* +4!*/)( + !1*),(%"% +.26(21(/ 67   "($%% !%$""$  8373736363)'!/,!*'+/- 4+/%%/%.,%!'% Posteriormente se desarrolló lo que se conoció como la configuración push-pull ultra lineal. La filosofía de esta configuración consiste en distribuir la impedancia que presenta el transformador de salida entre el ánodo y la rejilla de apantallado de los pentodos.  (1/0.%;*IB+,+(+#81/$D1(( (0.%*!( De esta manera se puede alcanzar, sacrificando un poco de potencia, una reducción notable en la distorsión presente en la salida [19]. Dicha distribución de impedancia se consigue conectando los rejillas de apantallado en unas tomas especiales del transformador. C;C;&"+(&3&31&/&" A la hora de elegir qué válvulas usaremos para la etapa de potencia uno de los factores que debemos tener en cuenta es su máxima disipación de potencia. En nuestro caso dado que queremos alcanzar una potencia relativamente elevada (<30 W) la mejor opción es hacer uso de dos válvulas tipo EL34 en configuración push-pull. Cada una de estas válvulas es capaz de disipar hasta 25 W de potencia, con lo cual cumplen sobradamente con nuestras necesidades. 68 %' ""$* #!'",") &$," "#'$"$ $$  %)!*/%+* +4!*/)( + !1*),(%"% +.26(21(/ 69   "($%% !%$""$   70 %' ""$* #!'",") &$," "#'$"$ $$  %)!*/%+* +4!*/)( + !1*),(%"% +.26(21(/ 71   "($%% !%$""$  D;"/)*&',&""*. D;A;"'(/"*(*&0,,.',&""*. Usaremos tanto para la etapa preamplificadora una configuración en cátodo común, como la ya descrita en el apartado de topologías. Elegimos esta configuración ya que es la que más comúnmente encontramos en amplificadores de este estilo. Así pues, partimos del siguiente esquema:  (1/0.%;*JJB/-1!),.!),(%"% +. Lo primero que determinaremos será la corriente de polarización, dicho valor lo determinaremos a partir del datasheet de la válvula que vayamos a usar, en nuestro caso se trata del modelo ECC82. Según su datasheet, la máxima corriente de cátodo soportada (y por tanto también aproximadamente de ánodo) son 20 mA. Tomamos un valor de 15 mA. También 72 %' ""$* #!'",") &$," conocemos el valor de alimentación de la etapa, 300 V. Con estos datos procedemos pues a calcular el valor de resistencia de ánodo que precisamos:     Ahora haciendo uso de las curvas características de la válvula, trazaremos nuestra línea de carga y de ella extraemos el valor de la tensión de ánodo para la tensión de rejilla que elijamos, en nuestro caso -2 V.  (1/0.%;*JKB1*0+ !0.&+ Para dicha tensión de rejilla, obtenemos una tensión de ánodo de 120 V. Con este dato seremos capaces de calcular la corriente en continua de esta etapa:       "#'$"$ $$  %)!*/%+* +4!*/)( + !1*),(%"% +.26(21(/ 73   "($%% !%$""$  El siguiente paso es calcular la resistencia de cátodo que nos proporcionará esos 2 V de diferencia de potencial con respecto a la rejilla:     Nos resta por dimensionar el condensador de desacople de cátodo. Este elemento, sin embargo, es opcional. Su misión es evitar la realimentación que provoca la resistencia de cátodo, aumentando la ganancia total de la etapa. Pero antes de calcular dicho condensador necesitamos una serie de parámetros previos: la resistencia de ánodo y el factor µ. Para calcular la resistencia de ánodo, trazaremos una recta tangente a nuestro punto de trabajo en la gráfica de curvas características y anotamos las diferencias de tensión y corriente a lo largo de la recta.  (1/0.%;*JLB!0.!/%/0!*% !6*+ + 80 %' ""$* #!'",") &$,"           Ahora pasamos a calcular la impedancia de salida del cátodo. Para ello necesitamos la resistencia interna de cátodo y a su vez el factor de amplificación µ. Para ello volvemos a trazar una recta entre las dos curvas adyacentes a nuestro punto de trabajo.  (1/0.%;*KHB0+.Q              "#'$"$ $$  %)!*/%+* +4!*/)( + !1*),(%"% +.26(21(/ 81   "($%% !%$""$  La impedancia total de salida de cátodo se compondrá de la asociación en paralelo de la resistencia interna recién calculada, la resistencia de polarización y la resistencia de carga del cátodo:      Igualmente podremos calcular la ganancia que se espera de esta etapa:     (1/0.%;*KIB0, %)!*/%+*  D;C;"'(/"*(*&0,."3./ Ahora pasaremos a dimensionar la etapa de los drivers. La función de esta etapa será la de suministrar suficiente tensión a la etapa de potencia que la sigue. Para ello haremos uso esta vez de la válvula ECC83, la cual ofrece una amplificación mayor a la ECC82. 82 %' ""$* #!'",") &$,"  (1/0.%;*KJB/-1!) .%2!./ Análogamente a las etapas anteriores, comenzaremos por fijar una corriente máxima de ánodo, teniendo en cuenta los valores límites dados por el datasheet. Escogemos como valor de corriente de ánodo 3 mA (valor máximo, 8 mA). La tensión de alimentación es la misma que en etapas anteriores, con lo cual podremos calcular la resistencia de ánodo y trazar la recta de carga correspondiente.     "#'$"$ $$  %)!*/%+* +4!*/)( + !1*),(%"% +.26(21(/ 83   "($%% !%$""$   (1/0.%;*KKB1*0+ !0.&+ A partir de la recta de carga, podemos determinar la tensión de ánodo para la tensión de rejilla que elijamos. Tal como hicimos en la etapa de inversora de fase, elegiremos una tensión de rejilla lo suficientemente negativa que permita a la señal oscilar sin problemas a la entrada. Tomamos como valor -1,5 V, lo cual da como resultado una tensión de ánodo de 195 V. Ahora determinaremos la corriente de ánodo en continua, para posteriormente dimensionar la resistencia de cátodo que permita dicha diferencia de potencial entre cátodo y rejilla.            Dicha resistencia de cátodo puede llevar asociada un condensador de desacople si queremos aumentar la ganancia de la etapa, para ello calcularemos primero la impedancia total presentada por el cátodo, con todos los parámetros previos que debemos determinar. 84 %' ""$* #!'",") &$," Comenzaremos por calcular la resistencia interna de ánodo, la cual viene dada por la recta tangente a nuestro punto de trabajo:  (1/0.%;*KLB!0.!/%/0!*% !6*+ +        Ahora pasamos a calcular el factor de amplificación µ: "#'$"$ $$  %)!*/%+* +4!*/)( + !1*),(%"% +.26(21(/ 85   "($%% !%$""$   (1/0.%;*KMB0+.Q      Al igual que en la etapa de preamplificación, calculamos ahora la ganancia:       Ahora podemos calcular la resistencia interna de cátodo, y en consecuencia, la resistencia total de cátodo:            Ahora podremos calcular el valor del condensador de desacople: 86 %' ""$* #!'",") &$,"     Nuevamente, este condensador es opcional y no se incluirá, quedando por tanto la ganancia:       Conocidas las impedancias de salida de la etapa anterior, calcularemos la resistencia de rejilla para cada uno de nuestros drivers. Como decíamos, la impedancia de entrada debe ser al menos 10 veces mayor que la de salida (4,18 kΩ y 670 Ω). Por simplicidad colocaremos una resistencia de 330 kΩ a la entrada de cada uno de los drivers, valor más que suficiente. Conocido el valor de impedancia de entrada, podremos calcular el condensador de acople con la etapa anterior:       Finalmente, para terminar de caracterizar esta etapa, determinaremos el valor de la impedancia de salida:    "#'$"$ $$  %)!*/%+* +4!*/)( + !1*),(%"% +.26(21(/ 87   "($%% !%$""$   (1/0.%;*KNB0, %)!*/%+*  D;D;"'(/"*(*&0,,*0(" La última etapa previa al altavoz es la etapa de potencia. En esta etapa se pretende, como su propio nombre indica, proveer de la potencia suficiente a la señal de audio como para excitar al altavoz. La configuración que usaremos para esta etapa será la de Push-Pull ultra lineal. Se trata de una clásica configuración de etapa de potencia en AB, en la cual trabajarán dos pentodos de salida, cada cual amplificando un semiciclo de la señal. Este tipo de configuración se hace necesario cuando se quiere alcanzar un buen rendimiento (típicamente del 80%) y además una potencia de salida relativamente elevada. 88 %' ""$* #!'",") &$,"  (1/0.%;*KOB/-1!)!0, !,+0!*% Las válvulas que emplearemos serán un par de EL34, se trata de pentodos de potencia, con capacidad de disipar hasta 25 W. Los otros parámetros que tendremos que tener en cuenta para el cálculo de esta etapa son la impedancia ánodo-ánodo que presente el transformador de salida que escojamos y la tensión de alimentación. Para escoger un transformador deberemos prestar previamente atención a la cantidad de potencia que es capaz de disipar. En nuestro caso emplearemos como transformador el 53.86u de Reinhöfer Electronics, dicho transformador es capaz de disipar hasta 40 W de potencia y presenta una impedancia ánodo-ánodo de 6,6 kΩ. Además posee una toma en el 50% del bobinado primario que permitirá cumplir con la característica de ultra linealidad y su salida puede adaptarse para conos de 4, 8 y 16 Ω. Con respecto a la tensión de alimentación, deberemos echar un vistazo al datasheet para determinar cuál es la máxima tensión que admiten las válvulas EL34. Según dicho documento el valor máximo de voltaje admisible es de 800 V con picos de hasta 2000 V, escogemos por tanto una tensión de alimentación de 400 V. "#'$"$ $$  %)!*/%+* +4!*/)( + !1*),(%"% +.26(21(/ 89   "($%% !%$""$  Con estos datos podremos comenzar a trazar las líneas de carga sobre la gráfica de curvas características, para ello tendremos que tener en cuenta lo siguiente: Dado que operamos en clase AB, en ocasiones la impedancia que verán las válvulas variará según nos encontremos en ese momento en clase A o B. Cuando ambas válvulas están en conducción estamos en clase A, durante este tiempo la impedancia vista por ambas válvulas es de la mitad de la impedancia ánodo-ánodo, en nuestro caso 3,3 kΩ. En el momento en que una de ellas entre en corte, la mitad de la impedancia que tiene asociada ya no forma parte del circuito y dado que la impedancia es la raíz cuadrada del número de vueltas tenemos un total de 1,65 kΩ. Con estos datos procedemos a trazar ambas rectas de carga para cada uno de los casos posibles.  (1/0.%;*KPB!0/ !.#C(/!E.+&+F4(/!E51(F 96 %' ""$* #!'",") &$,"                              "#'$"$ $$  %)!*/%+* +4!*/)( + !1*),(%"% +.26(21(/ 97   "($%% !%$""$  E;"/)*&1(0&"'(0"+( E;A;(0.*1"+( La fuente de alimentación será el bloque encargado de alimentar nuestro amplificador. La tensión necesaria para alimentar las etapas previas y la de potencia a pesar de diferir, provendrán del mismo bloque, el cual también se encargará de operar los filamentos de las válvulas. El parámetro más importante que debemos de fijar a la hora de diseñarla son las tensiones que deseamos obtener de ella. En nuestro caso se pretende proveer a las etapas preamplificadora, inversora de fase y de drivers con una tensión de 300 V, mientras que la etapa de potencia se alimentará con 400 V. E;B;1(0&"'(0"+(&"(& El tipo de fuente que usaremos para hacer funcionar al amplificador será una fuente lineal. Este tipo de fuentes destacan por su simplicidad, componiéndose de un transformador, un puente rectificador y condensadores de filtrado, tal como muestra el siguiente esquema:  (1/0.%;*LKB1!*0! !(%)!*0%;*(%*!( E;C;&1&*&*/*',*((0/ Como ya decíamos, el circuito amplificador se alimentará a dos tensiones distintas, 300 V y 400 V. Para ello necesitamos en primer lugar un transformador que sea capaz de alcanzar estas tensiones. El modelo que se eligió para ello fue el Hammond 372JX, capaz de proporcionar las siguientes tensiones:  Tensión primaria: 230 V 98 %' ""$* #!'",") &$,"  Tensión primer secundario: 424 V @ 288 mA  Tensión segundo secundario: 6,3 V @ 8 mA La tensión proveniente del primer secundario será rectificada mediante un puente rectificador, posteriormente se introducirá una pequeña resistencia para bajar de 424 V hasta los 400 V necesarios. Una vez alcanzados estos 400 V tendremos que dimensionar un condensador de filtrado, el encargado de estabilizar la alimentación lo máximo posible, para ello empleamos la siguiente fórmula:         De esta manera, con un condensador de 1mF conseguimos una salida de 400 V con una tensión de rizado (Vr) de unos 3 V. Por otra parte debemos hacer una segunda toma de alimentación para 300 V, para ello debemos reducir los 400 V mediante una resistencia. Para ello estimaremos el consumo de corriente de toda la etapa previa (preamplificador, inversor y drivers) y calcularemos una resistencia que provoque la caída de tensión necesaria:       Dado que necesitamos una caída de tensión de unos 100 V:     Finalmente calcularemos un segundo condensador de filtrado, razón de ello es que el rizado admisible en la etapa previa es mucho menor que el de la etapa de potencia:     La tensión que proviene del segundo secundario se empleará directamente para calentar los filamentos de las válvulas, ya que están pensados especialmente para ello. "#'$"$ $$  %)!*/%+* +4!*/)( + !1*),(%"% +.26(21(/ 99   "($%% !%$""$   100 %' ""$* #!'",") &$," "#'$"$ $$  %)!*/%+* +4!*/)( + !1*),(%"% +.26(21(/ 101   "($%% !%$""$  F;"'1&"*(/ Una vez hechos todos los cálculos teóricos de cada uno de los módulos que compondrán nuestro amplificador pasaremos a realizar simulaciones que refrenden dichos resultados. Para realizar las simulaciones emplearemos los programas LTSpice y PowerSim. El primero será el encargado de hacer los cálculos referentes al amplificador, mientras que con el segundo simularemos la fuente de alimentación. F;A;',&""*. La razón de que usemos LTSpice para simular el amplificador es debido a que para dicho programa existen modelos [15] de las válvulas que se emplearán en el mismo. Sin embargo, tan sólo se simularán las etapas de preamplificador, divisor de fase y drivers ya que para la etapa de potencia no se han encontrado modelos que funcionen correctamente. La precisión de dichas simulaciones vendrá condicionada por la calidad del modelo empleado.  (1/0.%;*LLB/-1!)60%+/%)1(.     102 %' ""$* #!'",") &$," F;A;A;.',&""*. Las condiciones bajo la que discurre esta simulación son las siguientes:  Amplitud de señal: 100 mV  Frecuencia: 200 Hz Se obtiene el siguiente resultado:  (1/0.%;*LMB%)1(%;*,.!),(%"% +. La traza verde representa la señal de entrada, mientras que la azul representa la salida del preamplificador. Se observa a primera vista que efectivamente se trata de una etapa inversora. Los niveles de señal son los siguientes:  Señal de entrada: 100 mV  Señal de salida: 800 mV Tenemos pues una ganancia de aproximadamente 8, frente a los 13,08 que se habían calculado teóricamente. "#'$"$ $$  %)!*/%+* +4!*/)( + !1*),(%"% +.26(21(/ 103   "($%% !%$""$  F;A;B;(3./*./ Pasamos con la siguiente etapa de nuestro amplificador, el inversor de fase. De ella esperamos que a la salida se observen dos señales de amplitud ligeramente inferior a la entrada y fases opuestas.  (1/0.%;*LNB%)1(%;*%*2!./+. !"/! Tenemos como señal de entrada la traza verde y las salidas quedan representadas por las trazas roja y azul, presentando los siguientes niveles:  Señal de entrada: 800 mV  Señales de salida: 600 mV Tenemos pues una ganancia de aproximadamente 0,75 (se esperaba 0,89) y además dos señales de salida desfasadas 180º. 104 %' ""$* #!'",") &$," F;A;C;."3./ Finalmente, la última etapa que nos queda por simular es la de los drivers, la etapa previa a la de potencia.  (1/0.%;*LOB%)1(%;* .%2!./ Se observa que en esta etapa obtenemos una gran amplificación de la señal, comprobemos sus niveles:  Señales de entrada: 600 mV  Señales de salida: 16,5 V Tenemos por tanto una ganancia de aproximadamente 27,5, frente a los 32,82 que se habían calculado teóricamente. "#'$"$ $$  %)!*/%+* +4!*/)( + !1*),(%"% +.26(21(/ 105   "($%% !%$""$  F;B;1(0&"'(0"+( Finalmente vamos a simular la fuente de alimentación que dimensionamos anteriormente, partiendo de este esquemático:  (1/0.%;*LPB1!*0! !(%)!*0%;* Veamos los resultados para cada una de sus salidas:  (1/0.%;*MGB(%  !KGG  (1/0.%;*MHB!*/%;* !.%5 +EKGGF 112 %' ""$* #!'",") &$,"  (1/0.%;*MPB !"1!*0 !(%)!*0%;*0!.)%*  Se observa en los bordes de cada una de las PCB una serie de pads sin uso, se emplearán para atornillar los circuitos impresos al chasis. Los archivos correspondientes a los layout fueron enviados a una empresa que se encargó de su fabricación. "#'$"$ $$  %)!*/%+* +4!*/)( + !1*),(%"% +.26(21(/ 113   "($%% !%$""$   114 %' ""$* #!'",") &$," "#'$"$ $$  %)!*/%+* +4!*/)( + !1*),(%"% +.26(21(/ 115   "($%% !%$""$  H;*(0%4'"/ H;A;*(0% Finalmente, una vez se ha comprobado que el circuito satisface todas nuestras expectativas se procede al montaje final. Para dicho montaje se emplearán una serie de estrategias para obtener el resultado más satisfactorio posible.  (1/0.%;*NGB+*0&! !(0.*/"+.) +. !.! Todos los cables que porten señal de red irán en pares trenzados. Esto afecta tanto a los cables encargados de operar el filamento de las válvulas (recordemos que se trata de una señal a 50 Hz) y también los cables que van desde la toma de corriente hasta el primario del transformador de red. Motivo para ello es que al realizar dicho trenzado evitamos en gran medida que aparezcan señales parásitas en la salida de nuestro amplificador [16].  (1/0.%;*NHB!0((! !(0.!*5 + 116 %' ""$* #!'",") &$," También se colocarán los bobinados de los transformadores, tanto de red como de salida, girado uno 90º con respecto del otro. De esta manera los campos que producen se cancelan entre sí [16] y evitamos mayores interferencias. Con respecto a la puesta a tierra, todos aquellos elementos metálicos que sean susceptibles de entrar en contacto con el usuario se derivarán a tierra. Esto afecta a los jack de entrada y salida y el transformador de red. Con respecto a los jack se observó durante la puesta en funcionamiento del amplificador que aparecían tensiones del orden de 100 V, con lo cual su puesta a tierra está más que justificada.  (1/0.%;*NIB1!/00%!..  (1/0.%;*NJB1!/00%!.. !(0.*/"+.) +. !.!  "#'$"$ $$  %)!*/%+* +4!*/)( + !1*),(%"% +.26(21(/ 117   "($%% !%$""$  Otras consideraciones que se tuvieron en cuenta durante el montaje fueron las siguientes:  Introducción de un potenciómetro lineal de 4,7 MΩ: Dicho potenciómetro se encuentra entre el jack de entrada y la resistencia de rejilla de la etapa preamplificadora (de valor 470 kΩ). Su utilidad no es otra que la de limitar la tensión de entrada, ya que como se dijo anteriormente, se observó que para señales de amplitudes mayores a 200 mV se producían distorsiones. De esta manera podremos controlar a la entrada si queremos distorsión y en qué cantidad.  Introducción de un potenciómetro logarítmico de 100 kΩ: Este elemento sustituye a la resistencia de rejilla de la etapa inversora, actuando como control de volumen.  Toma de corriente protegida por fusible: para evitar que cualquier fallo pudiera dañar severamente el amplificador se eligió un modelo de conector de corriente que incluye un receptáculo para fusibles.  Condensador de desacople a la entrada: la misión de esta condensador no es otra que la de proteger al usuario contra cualquier tipo de tensión continua que, por la razón que fuera, pudiera colarse a la entrada. Por ello este condensador tiene una tensión máxima de 1 kV (tensión mucho mayor que los 300 V que alimentan al previo).  (1/0.%;*NKB%/0.%1%;* !((! + 118 %' ""$* #!'",") &$," H;B;"/ Una vez finalizado el montaje sobre PCB de todos los componentes del amplificador y el conexionado de los módulos se proceden a realizar medidas sobre el circuito. Para las medidas de señal se hizo uso del osciloscopio Teledyne de LeCroy, mientras que para comprobar los puntos de trabajo de cada etapa se hizo uso de un multímetro. Cada una de las medidas realizadas con el osciloscopio se han llevado a cabo para distintas frecuencias de la señal de entrada a fin de comprobar que se cubría todo el rango audible (20 Hz a 20 kHz). H;B;A;0,,.',&""*."(3./*./ Debido a la poca diferencia en cuanto a niveles de tensión entre estas dos etapas, se ha medido directamente la señal de salida en el inversor de fase.  (1/0.%;*NLB!:( !/(%  !(,.!2%+EIG5F "#'$"$ $$  %)!*/%+* +4!*/)( + !1*),(%"% +.26(21(/ 119   "($%% !%$""$   (1/0.%;*NMB!:( !/(%  !(,.!2%+EI'5F  (1/0.%;*NNB!:( !/(%  !(,.!2%+EIG'5F Observamos que a la salida de esta etapa la distorsión es prácticamente inexistente, tal y como queda patente en el espectro de la mitad inferior de cada uno de los gráficos. 120 %' ""$* #!'",") &$," Pasemos a calcular la ganancia de estas dos etapas combinadas:    H;B;B;0,."3./   (1/0.%;*NOB!:( !/(%  ! .%2!./EIG5F "#'$"$ $$  %)!*/%+* +4!*/)( + !1*),(%"% +.26(21(/ 121   "($%% !%$""$    (1/0.%;*NPB!:( !/(%  ! .%2!./EI'5F  (1/0.%;*OGB!:( !/(%  ! .%2!./EIG'5F Con respecto a la etapa anterior observamos una mínima distorsión en forma de armónico de segundo orden, esto es, al doble de frecuencia de la fundamental. 128 %' ""$* #!'",") &$," amplificador clase D se puede conseguir por un lado el deseado sonido de saturación de las válvulas y por otro el bajo consumo asociado a la topología en clase D.                              "#'$"$ $$  %)!*/%+* +4!*/)( + !1*),(%"% +.26(21(/ 129   "($%% !%$""$                                 130 %' ""$* #!'",") &$,"                                "#'$"$ $$  %)!*/%+* +4!*/)( + !1*),(%"% +.26(21(/ 131   "($%% !%$""$  A@;"&"* .# [1] YouTube: Tube vs Solid State Amplification, Loyola University New Orleans https://www.youtube.com/watch?v=PbJ1GZMi_ho [2] Wikipedia: Phototube. 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The Radio Constructor, Noviembre de 1953 http://www.rtype.org/articles/art-115.htm                           "#'$"$ $$  %)!*/%+* +4!*/)( + !1*),(%"% +.26(21(/ 133   "($%% !%$""$                                 134 %' ""$* #!'",") &$,"                               "#'$"$ $$  %)!*/%+* +4!*/)( + !1*),(%"% +.26(21(/ 135   "($%% !%$""$  AA;&" **(""*(/ A continuación se detallan las condiciones y características que se deben tener cumplir y tener en cuenta para una correcta operación del amplificador:  Tensión de alimentación: 230 V @ 50 Hz.  Tensión máxima de entrada (sin distorsión): 200 mV.  Potencia de salida: 35 W.  Máxima impedancia de entrada: 1 MΩ.  Impedancia de salida: 8 Ω. Fuera de los rangos descritos el funcionamiento del amplificador podría no ser el previsto. Trabajar bajo otras condiciones que no sean las citadas queda fuera de la responsabilidad del diseñador. 136 %' ""$* #!'",") &$," "#'$"$ $$  %)!*/%+* +4!*/)( + !1*),(%"% +.26(21(/ 137   "($%% !%$""$   144 %' ""$* #!'",") &$," Condensador 470 nF / 400 V 0,39 €/u 5 1,95 € Condensador 1,5 µF / 400 V 0,72 €/u 1 0,72 € Condensador 100 µF / 50 V 0,08 €/u 1 0,08 € Cable 0,14 €/m 2 0,28 € Ranura de expansión de 2 polos 0,28 €/u 2 0,56 € Ranura de expansión de 3 polos 0,41 €/u 2 0,82 € Ranura de expansión de 5 polos 0,76 €/u 2 1,52 € Soldadura y montaje 120 €/u 1 120 € TOTAL 526,79 € AB;E*/00*0& El cálculo del coste del proyecto, en función de los costes parciales indicados en apartados anteriores es de: Concepto Importe Costes de ingeniería 4.344,00 € Recursos hardware y software 262,93 € Coste material 526,79 € TOTAL 5.133,72 € AB;E;"+(&*1'(0"+( Haciendo uso del punto 1 de la recomendación del COITT, que hace referencia al valor monetario de la redacción de proyectos y trabajos en general, se aplicará la fórmula siguiente para determinar el coste asociado a la redacción de la memoria del proyecto:   "#'$"$ $$  %)!*/%+* +4!*/)( + !1*),(%"% +.26(21(/ 145   "($%% !%$""$  Siendo:  R: Coste de la redacción.  P: Presupuesto. El valor de P se obtiene sumando los costes de las secciones anteriores. De este modo se obtiene:   AB;F;./1,1/0*"(& El cálculo total coste final del proyecto será pues, sumando todos los conceptos calculados anteriormente: Concepto Importe Costes de ingeniería 4.344,00 € Recursos hardware y software 262,93 € Coste material 526,79 € Redacción de la documentación 256,69 € Total (sin impuestos) 5.390,41 € IGIC (7%) 377,33 € TOTAL (con impuestos) 5.767,74 € Por tanto, el proyecto “Dimensionado y ensamblado de un amplificador a válvulas” tiene un coste total final de CINCO MIL SETECIENTOS SESENTA Y SIETE EUROS CON SETENTA Y CUATRO CÉNTIMOS. Fdo. Anouar Dinar Villarreal Las Palmas de Gran Canaria, a 7 de Septiembre de 2015 146 %' ""$* #!'",") &$," "#'$"$ $$  %)!*/%+* +4!*/)( + !1*),(%"% +.26(21(/ 147   "($%% !%$""$   148 %' ""$* #!'",") &$," "#'$"$ $$  %)!*/%+* +4!*/)( + !1*),(%"% +.26(21(/ 149   "($%% !%$""$  AC;/-1'0"*  