Estudio, diseño y simulación de topologías de potencia para arquitecturas HVDC en aeronaves

Equation Chapter 1 Section 1 Proyecto Fin de Carrera Ingeniería Aeroespacial Estudio, diseño y simulación de topologías de potencia para arquitecturas HVDC en aeronaves Autor: Carmen Álvarez Prada Tutor: María Ángeles Martín Prats Dpto. de Ingeniería Electrónica Escuela Técnica Superior de Ingeniería Universidad de Sevilla Sevilla, 2021 iii Proyecto Fin de Carrera Ingeniería Aeroespacial Estudio, diseño y simulación de topologías de potencia para arquitecturas HVDC en aeronaves Autor: Carmen Álvarez Prada Tutor: María Ángeles Martín Prats Dpto. de Ingeniería Electrónica Escuela Técnica Superior de Ingeniería Universidad de Sevilla Sevilla, 2021 v Proyecto Fin de Carrera: Estudio, diseño y simulación de topologías de potencia para arquitecturas HVDC en aeronaves Autor: Carmen Álvarez Prada Tutor: María Ángeles Martín Prats El tribunal nombrado para juzgar el Proyecto arriba indicado, compuesto por los siguientes miembros: Presidente: Vocales: Secretario: Acuerdan otorgarle la calificación de: Sevilla, 2021 El Secretario del Tribunal vii A mi familia ix Agradecimientos Quiero agradecer este trabajo a mis padres que han estado ahí para apoyarme hasta el final y nunca han dejado de creer en mi. Os estaré siempre agradecida por ayudarme a lograr mis objetivos, vuestro ánimo y cariño ha hecho que haya podido llegar hasta donde estoy hoy. Y a mis amigos que me han acompañado en este periodo de mi vida, que me han brindado alegría y me han ayudado a para dar lo mejor de mi en cada momento. 3.2.2 Convertidor LLC 39 3.2.3 Convertidor DAB 40 3.3 Simulaciones 41 3.3.1 Selección de parámetros 41 3.3.2 Estructura de la simulaciones 42 3.3.3 Resultados 42 3.3.4 Comparación de resultados y Conclusiones 54 4 Conclusión 57 5 Líneas Futuras 59 Referencias 61 xvii ÍNDICE DE TABLAS Tabla 1-1. Comparación entre la distribución en corriente alterna y corriente continua 2 Tabla 2-1. Estados de conmutación, voltajes y corrientes de los interruptores del convertidor buck-boost 14 Tabla 2-2. Estados de conmutación, voltajes y corrientes de los interruptores del convertidor bipolar 16 Tabla 2-3. Estados de conmutación, voltajes y corrientes de los interruptores del convertidor cuk 19 Tabla 3-1-. Condiciones nominales y dominio de operación 42 Tabla 3-2-. Resultados para encontrar el punto de operación óptimo del convertidor SRC para 43 Tabla 3-3-. Máxima y mínima eficiencia del convertidor SRC dentro del rango de operación a 43 Tabla 3-4-. Eficiencias para los distintos puntos de operación del convertidor SRC a 43 Tabla 3-5-. Resultados para encontrar el punto de operación óptimo del convertidor SRC para 45 Tabla 3-6-. Máxima y mínima eficiencia del convertidor SRC dentro del rango de operación a 46 Tabla 3-7-. Eficiencias para los distintos puntos de operación del convertidor SRC a 46 Tabla 3-8-. Resultados para encontrar el punto de operación óptimo del convertidor LLC para 47 Tabla 3-9-. Máxima y mínima eficiencia del convertidor LLC dentro del rango de operación a 49 Tabla 3-10-. Eficiencias para los distintos puntos de operación del convertidor LLC a 49 Tabla 3-11-. Resultados para encontrar el punto de operación óptimo del convertidor LLC para 50 Tabla 3-12-. Máxima y mínima eficiencia del convertidor LLC dentro del rango de operación a 51 Tabla 3-13-. Eficiencias para los distintos puntos de operación del convertidor LLC a 51 Tabla 3-14-. Resultados para encontrar el punto de operación óptimo del convertidor DAB para 52 Tabla 3-15-. Máxima y mínima eficiencia del convertidor DAB dentro del rango de operación a 53 Tabla 3-16-. Eficiencias para los distintos puntos de operación del convertidor DAB a 53 Tabla 3-17-. Máxima y mínima eficiencia para cada topología de convertidor 54 Tabla 3-18-. Resumen de las características de las topologías en estudio. 55 xix ÍNDICE DE FIGURAS Figura 1-1. Sistema Eléctrico del B787. Imagen obtenida de [4] 3 Figura 1-2. Comparación entre el sistema eléctrico tradicional y el del B787. Imagen obtenida de [5] 3 Figura 1-3. Potencia eléctrica demandada por el B-787 durante un segmento de crucero. Imagen obtenida de [9] 4 Figura 1-4. Arquitectura eléctrica del F-35. Imagen obtenida de [10] 6 Figura 1-5. Aeronave TeDP propuesta por la NASA. Imagen obtenida de [12] 6 Figura 1-6. Arquitectura en DC para un TeDP. Imagen obtenida de [13] 7 Figura 1-7. Arquitectura híbrida para un TeDP. Imagen obtenida de [13] 8 Figura 1-8. NPC Three-level Rectifier. Imagen obtenida de [14] 9 Figura 1-9. Viena Rectifier. Imagen obtenida de [14] 9 Figura 1-10. Three-phase PFC (Power Factor Correction) Rectifier. Imagen obtenida de [15] 10 Figura 1-11. Convertidor IBCI. Imagen obtenida de [14] 11 Figura 1-12. Convertidor Dual Active Bridge (DAB). Imagen obtenida de [14] 11 Figura 2-1. Convertidor Buck-Boost 13 Figura 2-2. Circuito equivalente para el convertidor Buck-Boost 14 Figura 2-3. Señal triangular para el control PWM 15 Figura 2-4. Circuito de un convertidor bipolar Buck-Boost 16 Figura 2-5. Circuito equivalente para el convertidor bipolar buck-boost. 17 Figura 2-6. Circuito de un convertidor cuk. 18 Figura 2-7. Circuito equivalente para un convertidor Buck-Boost 19 Figura 2-8. Circuito de un convertidor de puente completo. 21 Figura 2-9. Circuito equivalente de un convertidor de puente completo con conmutación por voltaje bipolar 21 Figura 2-10. Señal triangular para el control PWM por conmutación por voltaje bipolar 22 Figura 2-11. Circuito equivalente para un convertidor de puente completo con conmutación por voltaje unipolar 23 Figura 2-12. Señal triangular para el control PWM por conmutación por voltaje unipolar 24 Figura 2-13. Circuito equivalente a un convertidor SRC 25 Figura 2-14. Circuito de un convertidor en serie resonante (SRC) 25 Figura 2-15. Circuito equivalente simplificado para el cálculo de la ganancia 27 Figura 2-16. Circuito de un convertidor resonante LLC 27 Figura 2-17. Circuito equivalente de un convertidor resonante LLC 28 Figura 2-18. Circuito equivalente de un convertidor LLC siguiendo la aproximación FHA 28 Figura 2-19. Circuito de un convertidor Dual Active Bridge (DAB) 30 Figura 2-20. Pulsos para el control del DAB mediante desfases (PSM) 30 Figura 3-1. Modelo en Simulink del convertidor SRC 39 Figura 3-2. Modelo en Simulink del convertidor LLC 40 Figura 3-3. Modelo en Simulink del convertidor DAB 41 Figura 3-4. Forma de onda de a) la corriente de salida y b) el voltaje de salida del óptimo tomado para el convertidor SRC a 44 Figura 3-5. a) Corriente de salida y b) voltaje de salida para el óptimo tomado para el convertidor SRC 44 Figura 3-6. Forma de onda de a) corriente del inductor en serie y b) el voltaje del condensador en serie para el optimo tomado para el convertidor SRC 45 Figura 3-7. Forma de onda de a) la corriente de salida y b) el voltaje de salida del óptimo tomado para el convertidor SRC a 46 Figura 3-8. Forma de onda de a) corriente del inductor en serie y b) el voltaje del condensador en serie para el optimo tomado para el convertidor SRC 47 Figura 3-9. a) Corriente de salida y b) voltaje de salida para el óptimo tomado para el convertidor LLC a 48 Figura 3-10. Forma de onda de a) la corriente de salida y b) el voltaje de salida del óptimo tomado para el convertidor LLC a 48 Figura 3-11. Forma de onda de a) corriente del inductor en serie y b) el voltaje del condensador en serie para el optimo tomado para el convertidor LLC 49 Figura 3-12. Forma de onda de a) la corriente de salida y b) el voltaje de salida del óptimo tomado para el convertidor LLC a 50 Figura 3-13. Forma de onda de a) corriente del inductor en serie y b) el voltaje del condensador en serie para el optimo tomado para el convertidor LLC 51 Figura 3-14. a) Corriente de salida y b) voltaje de salida para el óptimo tomado para el convertidor DAB a 53 Figura 3-15. Forma de onda de a) la corriente de salida y b) el voltaje de salida del óptimo t omado para el convertidor DAB a 54 Figura 3-16. Posible arquitectura para una aeronave MEA. 56 xxi Glosario AEA All Electric Aircraft APU Auxiliary Power Unit ATRU Auto Transformer Rectifier Unit ATU Auto Transformer Unit CSD Constant Speed Driver DAB Dual Active Bridge DEP Distributed Electric Propulsion ECS Environmental Control System EMA Electro Mechanic Actuator EMI Electro-Magnetic Interference EHA Electro Hydraulic Actuator FHA First Harmonic Approximation HVDC High Voltage DC IGBT Transistor Bipolar de Puerta Aislada LCK Ley de la Corriente de Kirchhoff LLC Convertidor Resonante Serie-Paralelo LVK Ley del voltaje de Kirchhoff MEA More Electric Aircraft MOSFET Transistor de Efecto de Campo Metal-Oxido-Semiconductor PMG Power Magnet Generator PMM Permanent Magnet Motor PSM Phase Shift Modulation PWM Pulse Width Modulated RMS Root Mean Square RPDU Remote Power Distribution Unit SFCL Superconductor Fail Current Limiter SRC Series Resonant Converter SSCB Solid-State Circuit Breaker SSPC Solid State Power Controllers TeDP Turboelectric Distributed Propulsion THD Total Harmonic Distortion TRU Transformer Rectifier Unit ZCS Zero Current Switching ZVS Zero Voltage Switching 1 1 INTRODUCCIÓN n los últimos años, gran parte de los avances y las investigaciones llevadas a cabo en la industria aeronáutica se han orientado hacia el incremento de los sistemas eléctricos en las aeronaves. La idea de aeronaves más eléctricas (MEA, More Electric Aircraft) o enteramente eléctricas (AEA, All Electric Aircraft) no es algo nuevo, sin embargo, en la actualidad ha cobrado mucha importancia debido a la imperativa necesidad de reducir la contaminación aérea. Aunque el AEA es todavía una idea que requiere mucho desarrollo e investigación, la filosofía MEA ya se ha llegado a implementar en aeronaves que han salido al mercado como es el caso del Boeing 787. Esta filosofía consiste en la progresiva sustitución de sistemas del avión, como pueden ser el hidráulico o el neumático, por sistemas eléctricos; de esta forma se consigue una aeronave más eficiente y de mejores actuaciones. Si bien, como se ha comentado, ya se ha comenzado a incrementar el número de sistemas eléctricos en las aeronaves modernas, es aún necesario continuar investigando para incrementar la eficiencia y principalmente reducir el peso de los sistemas eléctricos. De hecho, el aumento de peso que surge de incrementar la potencia eléctrica embarcada en el avión es uno de los mayores obstáculos que se encuentran para poder seguir avanzando en este campo. En este trabajo se busca contribuir al avance hacia aeronaves más eléctricas y responsables con el medioambiente, a través del diseño de distintas topologías de convertidores dc-dc y la comparación entre estas con el fin de buscar la solución más eficiente y viable para introducir en una aeronave. 1.1 More Electric Aircraft (MEA) A continuación, se mostrarán los últimos avances desarrollados en este campo así como las investigaciones llevadas a cabo para futuras aeronaves MEA. De este resumen del contexto actual se verá como el incremento de potencia eléctrica en la aeronave conlleva un incremento de dispositivos convertidores de potencia. En concreto, deberán introducirse convertidores dc-dc, como los que se presentan en el trabajo. Esto es debido a que una de las actuales tendencias más importantes en el campo del MEA es la introducción de la distribución en alta tensión de continua, HVDC, en las aeronaves. 1.1.1 Arquitecturas del Sistema de Distribución Eléctrico Tradicionalmente, el sistema de distribución eléctrico embarcado se basaba en la distribución en AC con frecuencia constante . Sin embargo, el incremento de la demanda de potencia inherente hacia el avance a los MEA, genera la necesidad de buscar nuevas maneras de optimizar el sistema eléctrico. Recientemente, la distribución en HVDC ha recibido bastante atención y está siendo estudiada para su posible aplicación en las aeronaves MEA y AEA. Esto se debe a que este tipo de arquitectura permite un mayor transporte de potencia a la vez que consigue la reducción del peso del cableado del sistema. Además, dado que gran parte de las cargas abordo trabajan con corriente DC, y otras cuentan con transformadores integrados, permite la reducción del número total de convertidores en la aeronave. Sin embargo estas arquitecturas también presentan problemas importantes como los fallos de seguridad del sistema y la posible generación de los arcos eléctricos debido a la alta tensión. Ya que, los altos voltajes provocan fuertes campos eléctricos que pueden generar arcos eléctricos cuando la intensidad del campo eléctrico supera cierto valor crítico. E Introducción 2 Por otro lado, también se están desarrollando arquitecturas híbridas donde la distribución principal se realiza en HVAC a frecuencia variable y la secundaria en HVDC . Este tipo de distribución también es mejor a la hora de reducir el número total de las unidades de conversión de energía. A continuación, se presentan las principales ventajas y desventajas de ambos tipos de distribución, en AC y DC, recogidas en la Tabla 1-1. Tabla 1-1. Comparación entre la distribución en corriente alterna y corriente continua Tipo de Distribución Ventajas Desventajas AC 1. No requieren de accionamientos eléctricos de potencia nominal conectados a los generadores. [1] 2. Más eficiente y genera menos perdidas a bajas frecuencias. [2] 1. Más complejo de controlar. 2. Permite menor transmisión de potencia. DC 1. Mayor transmisión de potencia. 2. Menor sección de cable. 3. Menos etapas de conversión requeridas. 1. Incrementa la complejidad de los solid-state breakers. [3] 2.La formación de arcos representa un riesgo importante a la seguridad del sistema. 1.1.2 Boeing 787 El Boeing 787 es una de las aeronaves modernas ejemplo de More Electric Aircraft, además esta aeronave emplea un sistema de distribución de potencia de alto voltaje . Por ello se tomará como base para explicar los avances del MEA. Como ya se ha mencionado esta aeronave emplea un sistema de distribución eléctrico principal de , duplicando el voltaje frente a los tradicionales . Al distribuir en alto voltaje se disminuyen las perdidas de potencia durante la distribución y se permite una reducción significante de la sección del cableado [4]. Ahora bien, el mayor avance de esta aeronave es la incorporación del no-bleed system. Se elimina el sistema de sangrado de aire y con ello se aumenta la eficiencia del motor, consiguiendo una reducción del consumo de combustible [4]. Además, otros beneficios de este sistema son la reducción de los costes de mantenimiento del sistema neumático, el aumento de la fiabilidad gracias al uso de electrónica de potencia moderna y la reducción del peso total al usar un sistema eléctrico frente al neumático [5]. Todos estos avances consiguen que el B-787 logre una reducción de combustible y CO2 del 20% en comparación con su antecesor, el B-777, y también ha reducido el ruido generado hasta en un 60%. Además, ha situado la emisión de NOx un 28% por debajo de los límites establecidos por las autoridades[6]. Con estos datos es indudable que el paso hacia las aeronaves más eléctricas es muy beneficioso para la industria aeronáutica y para el medio ambiente. 1.1.2.1 Planta de potencia El incremento de la demanda de potencia abordo requiere un incremento de la potencia eléctrica generada y por tanto se ha modificado la planta de potencia. En concreto, la planta de potencia del B-787, representada en la Figura 1-1, se compone de [5]: • Dos generadores (starter/generator) de 250kVA por motor, con un total de 500kVA de potencia generados por canal. • Dos generadores APU (starter/generator) de 225kVA. 3 3 Estudio, diseño y simulación de topologías de potencia para arquitecturas HVDC en aeronaves • Cuatro tomas de potencia exterior de 90kVA a 115VA. Todos los generadores trabajan con frecuencia variable, lo que permite eliminar el CSD que incrementaba en gran medida la complejidad y el peso del generador. Cada generador alimenta una línea propia de 230VAC antes de llegar al sistema de distribución. 1.1.2.2 Sistema de distribución eléctrico El B787 emplea un sistema de distribución remota frente al tradicional, este sistema se basa en la utilización de RPDUs (Remote Power Distribution Unit). Estos a su vez se basan en SSPC (Solid-State Power Controllers), en lugar de breakers y relays [5]. Así se consigue una importante reducción del cableado y por tanto del peso de sistema. La diferencia entre esta nueva forma de distribución y la manera tradicional puede observarse claramente en la Figura 1-2. Figura 1-1. Sistema Eléctrico del B787. Imagen obtenida de [4] Figura 1-2. Comparación entre el sistema eléctrico tradicional y el del B787. Imagen obtenida de [5] Introducción 10 1.3.2 Inversores DC/AC Estos inversores se emplean para suministrar cargas de alterna, como pueden ser los actuadores, desde un sistema de distribución en corriente continua. Algunos de los principales candidatos para la inversión de DC/AC son [14]: • Two-Level Voltage Source Inverter (VSI): tiene una estructura más simple, pero una menor densidad de potencia y eficiencia en comparación con el NPC. Esta perdida de eficiencia se debe a que tiene un voltaje de conmutación mayor que el otro convertidor. • Neutral Point Clamped (NPC) Three-level Inverter: tiene una mayor densidad de potencia, sin embargo, requiere de un filtro EMI. • Z-source Inverter: en comparación con el resto puede aumentar el voltaje de salida y mejora la fiabilidad del elemento. Una desventaja de esta topología es que el voltaje del capacitor del Z-link aumenta cuando no hay carga en la salida. 1.3.3 Convertidores DC/DC Los requisitos que ha de tener un convertidor DC-DC para su aplicación en la aeronáutica incluyen que este posea una alta densidad de potencia, así como, alta eficiencia, confiabilidad y alta flexibilidad. Además, deben ser capaces de realizar una rápida recuperación en caso de fallos. Por lo tanto, deben ser capaces de funcionar en entornos hostiles, y poder someterse a grandes caídas de presión, vibraciones mecánicas y posibles interferencias electromagnéticas. Es decir, estos convertidores requieren de muy buenas capacidades, que de hecho, aun no se han conseguido alcanzar. Es por ello que se hace necesario continuar con las investigaciones de estos convertidores para conseguir un modelo lo más eficiente y funcional posible. Actualmente, hay cinco configuraciones principales de convertidores que pueden ser aplicados a la industria aeroespacial: • Convertidores Resonantes: estos convertidores son altamente eficientes debido a su capacidad de conmutación a voltaje cero (ZVS) y conmutación a corriente cero (ZCS). Sin embargo, requiere de componentes pasivos adicionales que en otras topologías no están presentes, además de requerir un mecanismo de control complejo [17]. Dentro de esta topología existen, en concreto, tres configuraciones consideradas para aplicaciones MEA: LLC, CLLC, SRC. • Convertidor DAB: esta topología es capaz de realizar ZVS lo que reduce las perdidas por conmutación en un amplio rango operativo. Además, es capaz de trabajar a altas temperaturas, llegando incluso a operar hasta los [16]. Su control es relativamente sencillo, sin embargo, su alto número de componentes y la complejidad del transformador pueden limitar las aplicaciones de este convertidor[14]. Figura 1-10. Three-phase PFC (Power Factor Correction) Rectifier. Imagen obtenida de [15] 11 11 Estudio, diseño y simulación de topologías de potencia para arquitecturas HVDC en aeronaves • Convertidor IBCI (Interleaved Boost with Coupled Inductors): este convertidor reemplaza el puente en forma de H del DAB por dos circuitos de sujeción, y el transformador se reemplaza con dos inductores acoplados[14]. Proporciona ZVS y filtro capacitivo reducido en comparación con el DAB. • Convertidor ABAC (Active Bridge Active Clamp): reemplaza los inductores acoplados del IBCI por un transformador de alta frecuencia y dos inductores de salida. Como consecuencia consigue con un aumento de la densidad de potencia del convertidor. Sin embargo, requiere de un filtro capacitivo para reducir la ondulación de la corriente [16]. • Convertidor multi-puerto: esta solución, que incluye el TAB(Triple-Active Bridge) y el QAB (Quadruple-Active Bridge), busca aumentar la densidad de potencia y el rendimiento en caso de fallo. Como desventaja, lleva asociada una gran complejidad de control y requiere también de un transformador de alta complejidad. De esta breve descripción de los convertidores DC-DC se hace claro como estos dispositivos, a pesar de reunir muchas ventajas, siguen teniendo importantes inconvenientes que hacen que su implementación en una aeronave sea compleja. Por ello, en este trabajo se busca contribuir a la investigación y la mejora de estás tecnologías. En concreto se centrará en buscar que topología de convertidor es más adecuada para conectar un embarrado de baterías de alta tensión en continua, , con el bus de distribución de potencia de las cargas de aviónica que trabajan a . Figura 1-12. Convertidor Dual Active Bridge (DAB). Imagen obtenida de [14] Figura 1-11. Convertidor IBCI. Imagen obtenida de [14] Introducción 12 13 2 TOPOLOGÍAS DE CONVERTIDORES DC-DC n este capítulo se describirán y estudiarán las principales topologías de convertidores DC-DC presentes en la actualidad. Se comenzará con los convertidores tradicionales más sencillos, como puede ser el caso del convertidor buck-boost, y se acabará con las topologías que más importancia han ganado en los últimos años. El estudio que se presenta a continuación se realiza a las configuraciones más básicas de cada topología para así poder entender correctamente su funcionamiento y sus métodos de control. En el capítulo 3 se profundizará en el análisis de los convertidores cuya aplicación es más viable para el problema que se busca resolver en este trabajo. Para el estudio de las diferentes topologías y sus características se han empleado varios métodos de estudio basados en los procedimientos presentados en [18] y [19]. Además, en concreto para los convertidores resonantes se han empleado métodos similares a los presentados en [21], para el convertidor SRC, y [22] y [23] para el convertidor LLC; para el método de control del convertidor DAB se partió de [24]. 2.1 Convertidor elevador-reductor El convertidor elevador-reductor, como su propio nombre indica, tiene la capacidad de aumentar o disminuir el nivel de voltaje de la salida con respecto al de entrada. Este convertidor posee la particularidad de que el voltaje de salida tiene polaridad negativa respecto al voltaje del terminal de entrada. Para este trabajo se han estudiado dos topologías distintas de este convertidor: un buck-boost tradicional y un convertidor buck-boost bipolar. 2.1.1 Convertidor Buck-Boost El primer convertidor elevador-reductor presentado consiste en la conexión de dos convertidores elevador y reductor. Como se observa en la Figura 2-1, el convertidor posee dos elementos semiconductores denominados y consistentes en un interruptor IGBT y un diodo respectivamente. E Figura 2-1. Convertidor Buck-Boost Topologías de Convertidores DC-DC 14 El convertidor funciona de forma que cuando en interruptor está cerrado el diodo se polariza a la inversa y se alimenta el inductor L. Por lo tanto, cuando el interruptor se abre el diodo conducirá y la energía acumulada por el inductor se transmite a la salida. Además, para conseguir que el voltaje de salida sea constante se requiere colocar un condensador de gran tamaño en la salida. En primer lugar se estudia el comportamiento del circuito según los estados de conmutación de y representados respectivamente por las funciones de conmutación y . ( 2-1) ( 2-2) Los voltajes y corrientes de los interruptores quedan recogidos en la Tabla 2-1. Tabla 2-1. Estados de conmutación, voltajes y corrientes de los interruptores del convertidor buck-boost 1 0 0 0 0 1 0 0 A continuación, se pasa a estudiar un circuito equivalente presentado en la Figura 2-2 para el cual se define una única función de conmutación . Con esta función las relaciones con el voltaje y la corriente quedan como: ( 2-3) A este circuito equivalente se le aplican las leyes de Kirchhoff, en concreto se emplea la LVK a la malla A y la LCK al nodo a, como se muestra en la Figura 2-2. Como resultado de aplicar estas leyes se obtiene el voltaje en el inductor y la corriente en el condensador: ( 2-4) Figura 2-2. Circuito equivalente para el convertidor Buck-Boost 15 Estudio, diseño y simulación de topologías de potencia para arquitecturas HVDC en aeronaves Recordando las siguientes relaciones de los inductores y los condensadores: ( 2-5) Usando las ecuaciones ( 2-5) en las ecuaciones ( 2-4) se obtienen las relaciones que indican el comportamiento del circuito: ( 2-6 ) Una vez obtenidas estas relaciones se pasa al estudio del circuito en régimen permanente, para lo cual se sustituye la función de conmutación S por D, la relación de trabajo de . Además, todas las variables alcanzarán valores aproximadamente constantes. ( 2-7 ) En este caso, para el control del interruptor se ha empleado una señal de control constante, , sobre una secuencia triangular como se muestra en la Figura 2-3. De forma que el interruptor se enciende cuando , por lo tanto: ( 2-8 ) ,siendo el tiempo que permanece encendido el interruptor en un periodo, T el periodo de la señal triangular y la amplitud de la señal triangular. Figura 2-3. Señal triangular para el control PWM Topologías de Convertidores DC-DC 16 Volviendo al estudio del estado permanente, las ecuaciones ( 2-6 ) quedan de la siguiente forma: ( 2-9 ) Despejando se puede obtener el voltaje a la salida del convertidor puesto que este será igual al del condensador: ( 2-10 ) Además, de estas ecuaciones se puede obtener valor RMS de la corriente en el inductor como función del voltaje de entrada: ( 2-11 ) 2.1.2 Convertidor bipolar Buck-Boost El convertidor bipolar Buck-Boost consiste en añadir algunas modificaciones al convertidor reductor-elevador tradicional de forma que este permita el flujo de potencia bipolar. Este convertidor viene representado en la Figura 2- 4 donde claramente se observa como las principales modificaciones son el condensador y la resistencia de entrada. Este nuevo esquema se ha obtenido de [20]. El funcionamiento del convertidor es igual al tradicional, cuando el interruptor se enciende el diodo se polariza a la inversa y se alimenta el inductor L y, por lo tanto, cuando el interruptor se abre el diodo conducirá y la energía acumulada se transmite. Se definen las mismas funciones de conmutación y que representan los estados de conmutación de y como viene descrito en las ecuaciones ( 2-1). Con estas funciones se puede describir el sistema a partir de la Tabla 2-2. Tabla 2-2. Estados de conmutación, voltajes y corrientes de los interruptores del convertidor bipolar buck-boost 1 0 0 0 0 1 0 0 Con esta información, se genera una función de conmutación y con esta función las relaciones con el voltaje y la corriente quedan como: Figura 2- 4. Circuito de un convertidor bipolar Buck-Boost 17 Estudio, diseño y simulación de topologías de potencia para arquitecturas HVDC en aeronaves ( 2-12 ) A partir se estas se diseña un circuito equivalente y a este circuito se le aplican las leyes de Kirchhoff, en concreto se emplea la LVK a la malla A y la LCK a los nodos a y b, como se muestra en la Figura 2-5. Al aplicar estas leyes se obtienen los siguientes resultados: ( 2-13 ) Introduciendo las relaciones descritas en ( 2-5) en las ecuaciones anteriores se obtienen las expresiones que describen el comportamiento del sistema: ( 2-14 ) A continuación, se pasa al estudio del régimen permanente, para esto se sustituyen la funciones de conmutación por , la relación de trabajo de , que se obtiene de manera idéntica a como se calcula para convertidor buckboost tradicional. Además, todas las variables alcanzarán valores aproximadamente constantes. ( 2-15 ) Figura 2-5. Circuito equivalente para el convertidor bipolar buck-boost. Topologías de Convertidores DC-DC 18 Con todo ello las ecuaciones para el estado permanente quedan como: ( 2-16 ) A partir, de estas ecuaciones se puede obtener el voltaje de salida pues este es idéntico a . Para obtener la relación entre el voltaje de entrada y salida previamente se realiza la siguiente suposición: ( 2-17 ) Con esta suposición se obtiene que el voltaje de salida es: ( 2-18 ) Con esta expresión también es posible obtener el valor RMS de la corriente en el inductor: ( 2-19 ) 2.2 Convertidor Cuk El convertidor Cuk es bastante similar al convertidor buck-boost, pues también es capaz tanto de aumentar como de disminuir el voltaje de salida con respecto al de entrada. Sin embargo, en este nuevo convertidor se añade un condensador que ahora será el principal acumulador de energía, además de un filtro LC a la salida, como se puede observar en la Figura 2-6. Al igual que ocurría en el convertidor buck-boost, el voltaje de salida esta polarizado a la inversa con respecto al voltaje de entrada. El convertidor posee dos dispositivos semiconductores de forma que cuando el interruptor esté apagado la corriente circule por el diodo permitiendo que circule la corriente por los inductores. Figura 2-6. Circuito de un convertidor Cuk. 19 Estudio, diseño y simulación de topologías de potencia para arquitecturas HVDC en aeronaves A continuación, se emplean de nuevo funciones de conmutación para estudiar el circuito, siendo y las funciones de conmutación de y respectivamente. Los voltajes y corrientes de los dispositivos en función de las funciones de conmutación quedan recogidos en la Tabla 2-3. Tabla 2-3. Estados de conmutación, voltajes y corrientes de los interruptores del convertidor cuk 1 0 0 0 0 1 0 0 Con esta información es posible diseñar un circuito equivalente como el presentado en la Figura 2-7 donde se define una única función de conmutación . Con esta función las relaciones con el voltaje y la corriente quedan como: ( 2-20 ) A este circuito equivalente se le aplican las leyes de Kirchhoff, en concreto se emplea la LVK a las malla A y B, y la LCK a los nodos a y b como se muestra en la Figura 2-7. Como resultado se obtienen las siguientes ecuaciones: ( 2-21 ) Usando las relaciones de ( 2-5), las ecuaciones ( 2-21 quedan como: ( 2-22 ) Figura 2-7. Circuito equivalente para un convertidor Cuk Topologías de Convertidores DC-DC 26 El convertidor resonante en el que se basará el estudio cuenta con un puente completo, un transformador y un rectificador como se muestra en la Figura 2-14. Para trabajar de manera más sencilla se reduce el sistema a un circuito equivalente como el de la Figura 2-13, donde se ha sustituido el puente completo por una fuente con la tensión de salida de este puente. Además, la resistencia representa la carga junto con las pérdidas del transformador y del rectificador. Para los convertidores en serie resonantes se suelen definir una serie de parámetros para caracterizar el circuito. Estos son la frecuencia de resonancia , la impedancia característica y el factor de calidad que vienen definidos por las siguientes relaciones: ( 2-47 ) Además, como se explicará en la siguiente sección, se emplea la aproximación FHA que permite simplificar el modelo mediante aproximaciones al primer armónico de las señales. De esta forma podemos definir las variables del circuito como: ( 2-48 ) , siendo el desfase entre y , el desfase entre y , y . A partir de estas relaciones, se pueden obtener los valores RMS de estos parámetros: ( 2-49 ) Con esto es posible definir el valor de la resistencia equivalente del circuito como: ( 2-50 ) 27 Estudio, diseño y simulación de topologías de potencia para arquitecturas HVDC en aeronaves Por último, para terminar de caracterizar el circuito es necesario definir la relación entre el voltaje de entrada y el voltaje de salida, es decir, la función de transferencia del convertidor. Para ello se introducen las reactancias inductiva y capacitiva: ( 2-51 ) Observando el circuito mostrado en la Figura 2-15, se puede obtener la siguiente relación: ( 2-52 ) Introduciendo en la relación los parámetros , así como, la frecuencia de conmutación normalizada, , se obtiene que la función de transferencia es: ( 2-53 ) 2.4.2. Convertidor Resonante LLC El convertidor LLC pertenece a la familia de convertidores resonantes en serie-paralelo (SPRC), y consiste en un condensador, , y dos inductores, uno en serie, , y otro en paralelo, , que será la inductancia de magnetización del convertidor. Un circuito LLC típico puede observarse en la Figura 2-16. Esta topología tiene numerosas ventajas como la regulación del voltaje de salida para un amplio rango de voltaje de entrada, la regulación del voltaje de salida con grandes variaciones de la carga y además, permite la capacidad de conmutación ZVS en todo el rango de operación así como el uso de altas frecuencias de conmutación. Esta topología de convertidor, debido a su muchas ventajas, ha sido ampliamente estudiada. Figura 2-15. Circuito equivalente simplificado para el cálculo de la ganancia Figura 2-16. Circuito de un convertidor resonante LLC Topologías de Convertidores DC-DC 28 Para el análisis de este convertidor se construirá, al igual que para el convertidor SRC, un circuito equivalente con el que sea más sencillo trabajar, como se muestra en la Figura 2-17. En esta configuración de circuito resonante, además de la frecuencia resonante , se puede definir otra frecuencia característica del sistema, la frecuencia de polo que puede definirse como: ( 2-54 ) La frecuencia pico de resonancia del sistema se moverá en el rango , siendo igual a la frecuencia de resonancia cuando la carga es cero e irá decreciendo conforme aumenta la carga. El análisis exacto del convertidor LLC es muy complejo y, además, la función de transferencia derivada del modelo físico suele ser no lineal. Sin embargo, se ha demostrado que en los casos en que la frecuencia de conmutación es cercana a la frecuencia de resonancia, la señal rectangular puede aproximarse por su armónico fundamental, despreciando los armónicos de orden superior. Este método se conoce como FHA (First Harmonic Approximation). Este modelo permite generar un circuito lineal sinusoidal aproximado como el presentado en la Figura 2-18. Donde es la componente fundamental de y la componente fundamental del . Por lo tanto, al igual que ocurría para el convertidor SRC, para el modelo FHA los voltajes de entrada y salida, así como, la corriente de salida viene descritas por las ecuaciones ( 2-48 ). Además, los valores RMS de estas variables vienen dados por las ecuaciones ( 2-49 ). De nuevo, una vez obtenidos estos valores es posible conocer la resistencia equivalente : ( 2-55 ) Además, se definen las reactancias inductivas y capacitivas como: ( 2-56 ) Figura 2-17. Circuito equivalente de un convertidor resonante LLC Figura 2-18. Circuito equivalente de un convertidor LLC siguiendo la aproximación FHA 29 Estudio, diseño y simulación de topologías de potencia para arquitecturas HVDC en aeronaves Por lo tanto, a partir de la Figura 2-18, también se puede obtener el valor RMS de la corriente magnetizante: ( 2-57 ) Con las relaciones obtenidas, el siguiente paso es obtener la función de ganancia del voltaje, es decir, la relación entre el voltaje de entrada y el voltaje de salida. Esta relación, se describe naturalmente como: ( 2-58 ) Aplicando las aproximaciones comentadas anteriormente se obtiene que: ( 2-59 ) Por lo tanto, la función de transferencia se calcula de la siguiente forma: ( 2-60 ) La parte real de esta ecuación es: ( 2-61 ) siendo los parámetros de los que depende la función, el factor de calidad , la frecuencia de conmutación normalizada y la relación de la inductancia primaria total y la inductancia resonante. Estos parámetros se definen como: ( 2-62 ) Topologías de Convertidores DC-DC 30 2.5 Dual Active Bridge. DAB. La topología de convertidor DAB, Dual Active Bridge, consiste en la conexión de dos convertidores de puente completo mediante un transformador. La simetría presente en este convertidor le confiere bipolaridad, permitiendo el flujo de potencia en ambas direcciones. En concreto, el DAB diseñado para este trabajo se presenta en la Figura 2-19, donde se puede observar como se han añadido dos condensadores, y de gran tamaño a las salidas del convertidor para conseguir una salida aproximadamente constante, . Además, se ha incluido un inductor en una de las ramas para suavizar los cambios de la corriente. Para controlar este convertidor no se optará por un control sobre el ancho de los pulsos de control de los interruptores, sino que se trabaja con los desfases entre estos pulsos. En concreto, se establece un desfase entre las ramas de un mismo puente y un desfase entre ambos puentes. Mediante el ajuste de estos dos parámetros se consigue controlar el voltaje de salida del convertidor. Figura 2-19. Circuito de un convertidor Dual Active Bridge (DAB) Figura 2-20. Pulsos para el control del DAB mediante desfases (PSM) 31 Estudio, diseño y simulación de topologías de potencia para arquitecturas HVDC en aeronaves Cabe recordar que los interruptores de una misma rama conmutan de forma opuesta, por ejemplo, cuando esté encendido, estará apagado y viceversa. Los pulsos enviados a cada interruptor quedan representados en la Figura 2-20. En esta imagen se puede observar como durante un periodo, definido por una frecuencia , se pueden diferenciar 8 segmentos de diferente comportamiento en el convertidor. Para el análisis de este convertidor se estudia cada uno de estos segmentos. Antes de empezar este análisis se definen una serie de voltajes que serán de ayuda para el estudio: ( 2-63 ) 2.5.1 Estudio por segmentos 2.5.1.1 Segmento 1 El primer segmento comprende el intervalo de tiempo , durante el cual se observa como los interruptores y están encendidos, por lo tanto y están apagados. Por otro lado, en el segundo puente los interruptores y se encuentran apagados mientras que y están encendidos. Para los siguientes segmentos se trabajará únicamente con los interruptores , , y , pues la posición del resto es evidente a partir de los primeros. Una vez conocida la posición de los interruptores es sencillo obtener los voltajes del circuito, como se presentan en las siguientes ecuaciones: ( 2-64 ) Con las ecuaciones ( 2-64 ) es sencillo obtener el voltaje en el inductor durante este primer segmento. ( 2-65 ) A partir de esta también es posible conocer como cambia la corriente en el inductor durante el segmento. Partiendo de la relación ( 2-5) el incremento de corriente se define como: ( 2-66 ) , siendo la mitad del periodo, es decir, . Es posible por tanto conocer el valor de la corriente al terminar el intervalo, siendo esta: ( 2-67 ) Topologías de Convertidores DC-DC 32 2.5.1.2 Segmento 2 A continuación, se observa como en se enciende el interruptor , mientras que y permanecen encendidos y apagado durante el intervalo . Conocida la posición de los interruptores los voltajes principales del circuito quedan definidos como: ( 2-68 ) Con las ecuaciones ( 2-68 ) se obtiene que el voltaje en el inductor durante este segmento será: ( 2-69 ) De nuevo, a partir de este es trivial obtener el incremento que sufre la corriente durante este tramo: ( 2-70 ) Siendo por tanto la corriente al finalizar el segmento: ( 2-71 ) 2.5.1.3 Segmento 3 Al comenzar este segmento se enciende , por lo que, tanto como , y están encendidos durante el intervalo . De forma que los voltajes en este periodo serán: ( 2-72 ) De lo que se obtiene que el voltaje del inductor será: ( 2-73 ) De nuevo, a partir de este se calcula el incremento que sufre la corriente durante este tramo: ( 2-74 ) Por lo tanto, el valor de la corriente en el inductor al finalizar el segmento es: ( 2-75 ) 2.5.1.4 Segmento 4 Una vez se llega a se apaga , mientras que el resto de interruptores permanecen como en el tercer segmento. Por tanto, los voltajes del circuito quedan como: 33 Estudio, diseño y simulación de topologías de potencia para arquitecturas HVDC en aeronaves ( 2-76 ) De manera que la caída de voltaje en el inductor en esta ocasión es . A partir de este se determina el cambio que sufre la corriente durante el intervalo : ( 2-77 ) Por lo tanto, el valor de la corriente al finalizar el segmento es: ( 2-78 ) 2.5.1.5 Segmento 5 A continuación, es el interruptor el que conmuta y se apaga. Mientras que durante el intervalo , los interruptores y siguen encendidos y continúa apagado. Por ello, los voltajes durante este tramo son: ( 2-79 ) De estas ecuaciones se obtiene que la caída de tensión en el inductor es: ( 2-80 ) Por lo tanto, el incremento de corriente producido durante este tramo se puede definir como: ( 2-81 ) 2.5.1.6 Segmento 6 Durante este segmento los interruptores y permanecen apagados y encendido, sin embargo, en el interruptor conmuta y se apaga. Esto lleva a un cambio en los voltajes que ahora quedan como: ( 2-82 ) Esto lleva a que la tensión en el inductor cambie a , y de esta se obtiene cual es el incremento de corriente durante este 6º tramo: ( 2-83 ) Topologías de Convertidores DC-DC 34 2.5.1.7 Segmento 7 Al llegar a el interruptor se apaga, por lo que, durante el intervalo tanto como , y permanecen apagados. Con esto es posible conocer las tensiones en el circuito: ( 2-84 ) Conocidas estas tensiones es posible obtener el voltaje en el inductor, que es: ( 2-85 ) Con esta tensión conocida se calcula el incremento sufrido por la corriente del inductor durante el tramo: ( 2-86 ) 2.5.1.8 Segmento 8 Por último, cuando comienza el 8º tramo el interruptor vuelve a encenderse, mientras que el resto permanecen apagados. Esto lleva a que las tensiones en el circuito queden como: ( 2-87 ) Cambia por tanto el voltaje en el inductor, que queda como . Con este voltaje se calcula el último cambio que sufre la corriente durante el periodo: ( 2-88 ) Una vez terminado el análisis se puede comprobar, observando los incrementos a lo largo de los 8 tramos, como la corriente en los tramos 5 a 8, es antisimétrica a la corriente en los tramos 1 a 4. Esta observación permite calcular la corriente inicial como . El valor inicial, y por tanto el final, de la corriente es: ( 2-89 ) 2.5.2 Voltaje de salida Para la obtención del voltaje de salida con respecto al de entrada se supondrá que la potencia suministrada será igual a la de salida, , es decir, no se producen pérdidas ni en los interruptores ni en el transformador. Asumiendo que la carga es una resistencia constante, estas potencias pueden definirse como: ( 2-90 ) ,siendo la corriente media de salida del transformador, esto es, la corriente media en el inductor, que puede calcularse como: 35 Estudio, diseño y simulación de topologías de potencia para arquitecturas HVDC en aeronaves ( 2-91 ) Como resultado se obtiene que: ( 2-92 ) A partir de aquí, para simplificar el problema se considera que no existe desfase entre las ramas de un mismo convertidor de puente completo, . Con esto la corriente media queda como: ( 2-93 ) Introduciendo este valor en la ecuación ( 2-90 )e igualando ambas potencias es posible despejar el valor del voltaje de salida : ( 2-94 ) Además, puede calcularse la potencia de salida también como función del voltaje de entrada: 2.5.3 ZVS El convertido DAB tiene la capacidad de realizar la conmutación a voltaje cero (ZVS), lo que incrementa su eficiencia. Para determinar esta región de trabajo en primer lugar se reescriben las ecuaciones ( 2-67 ) y ( 2-89 ) , para el caso , de la siguiente forma: ,siendo el retraso producido por el desfase . Para conseguir la conmutación suave, debe ser menor que cero e debe ser mayor que cero. Imponiendo estas restricciones se obtiene: Por lo tanto, el retraso entre las señales de control debe satisfacer ( 2-97 ) para conseguir la conmutación suave. Cuando es distinto de , la región donde el convertidor DAB puede alcanzar estas condiciones es limitada. ( 2-95 ) ( 2-96 ) ( 2-97 ) Criterios para la elección de la topología 42 convertidor en su punto de trabajo sea de al menos un , valor razonable para su aplicación aeronáutica. Y los condensadores de entrada y salida de cada convertidor se tomarán de forma que la distorsión armónica de la corriente de salida, , sea menor al . Por último, el valor de la resistencia de carga se selecciona de forma que la potencia energética del convertidor se ajuste al valor de trabajo seleccionado. 3.3.2 Estructura de la simulaciones Antes de comenzar, se establecerá que tipo de simulaciones se van a realizar y con que finalidad. Para ello se ha tomado como modelo las simulaciones realizadas en [32], que también se ha tomado como referencia para algunos de los criterios establecidos en las sección anterior. En primer lugar, se realizarán una serie de simulaciones para establecer la eficiencia máxima posible del punto de funcionamiento, con los voltajes y la potencia nominal. Al terminar estas simulaciones se podrán establecer unos valores fijos para los componentes pasivos de cada convertidor. Una vez fijados estos parámetros se procederá al segundo bloque de simulaciones donde se variaran los valores nominales de los voltajes para ver como reaccionan los convertidores y como varia su eficiencia en cada caso. Para esto se establecen los valores nominales y el rango de operación definidos por el estándar MIL-704F [33], que quedan recogidos en la Tabla 3-1. Tabla 3-1-. Condiciones nominales y dominio de operación 270 250 280 28 22 30 3000 Por último, se hará una comparación entre las eficiencias y las pérdidas máximas y mínimas de cada convertidor. Además, se analizarán brevemente otros factores que influyen en la aplicación aeronáutica de estos convertidores con el fin de determinar cual s el más adecuado. Todos estos pasos se realizarán en primer lugar para la frecuencia de conmutación de y tras ello se repetirán incrementando esta frecuencia hasta . 3.3.3 Resultados 3.3.3.1 Convertidor SRC Para encontrar el punto de funcionamiento óptimo del convertidor resonante SRC se han hecho diversas simulaciones variando sus parámetros de control. En la búsqueda de este punto más óptimo las simulaciones se han centrado en encontrar aquella combinación de parámetros que consiguen una mayor eficiencia como acaba de comentarse. Siguiendo los pasos descritos en la sección 3.2.1 se hace visible que para el convertidor SRC y este método de diseño los parámetros de control son: la relación del transformador , la resistencia de carga , la frecuencia de conmutación y la inductancia en serie . La frecuencia normalizada no se toma como un parámetro de control puesto que será el parámetro que se modifique para conseguir el voltaje de salida requerido, en este caso , por lo tanto, su valor vendrá impuesto. 3.3.3.1.1 Resultadós cón 100KHz Como ya se indicó, en primer lugar realizamos las simulaciones para los valores nominales y la frecuencia de conmutación de , los parámetros y resultados obtenidos son los recogidos en la Tabla 3-2. 43 Estudio, diseño y simulación de topologías de potencia para arquitecturas HVDC en aeronaves Tabla 3-2-. Resultados para encontrar el punto de operación óptimo del convertidor SRC para 9 20 0,103 88,9 9 10 0,205 92 9 6 0,342 93,53 9,3 0,1 20,5 98,23 Tras esta simulaciones se pueden fijar los valores de y ,y con ello fijar el diseño del convertidor para el óptimo encontrado en el punto de funcionamiento. Para este punto se muestran la corriente y el voltaje de salida en la Figura 3-4. Para mayor detalle en Figura 3-5 se muestran sus formas de onda. Se observa de estas formas de onda como la ondulación presente en estas señales es de pequeño valor, en concreto, la distorsión armónica conseguida para este diseño del convertidor es . Además, para ilustrar el comportamiento del tanque resonante se muestran en Figura 3-6 las formas de onda de la corriente del inductor en serie y del voltaje del condensador en serie. A continuación, con estos valores ya fijados se estudia el efecto del cambio de los voltajes de entrada y salida dentro del rango de operación definido en la Tabla 3-1. Los resultados de estas simulaciones se muestran el Tabla 3-4. De forma resumida se recogen la máxima y mínima eficiencia en la siguiente tabla: Tabla 3-3-. Máxima y mínima eficiencia del convertidor SRC dentro del rango de operación a Máxima Eficiencia Mínima Eficiencia 280 30 98,44 250 22 97,22 1,22 De la Tabla 3-3 se puede observar como el convertidor SRC consigue una alta eficiencia a lo largo de todo el domino de operación con una variación entre sus extremos de poco más de un . Por lo tanto, consigue una buena actuación para su aplicación en una aeronave. Tabla 3-4-. Eficiencias para los distintos puntos de operación del convertidor SRC a 30 98,42 98,43 98,44 98,44 29 98,34 98,34 98,34 98,34 28 98,22 98,22 98,23 98,24 27 98,10 98,10 98,11 98,11 26 97,96 97,96 97,97 97,98 25 97,81 97,82 97,82 97,82 24 97,64 97,64 97,65 97,65 23 97,44 97,45 97,45 97,45 22 97,22 97,22 97,23 97,23 Criterios para la elección de la topología 44 Figura 3-4. a) Corriente de salida y b) voltaje de salida para el óptimo tomado para el convertidor SRC Figura 3-5. Forma de onda de a) la corriente de salida y b) el voltaje de salida del óptimo tomado para el convertidor SRC a 45 Estudio, diseño y simulación de topologías de potencia para arquitecturas HVDC en aeronaves 3.3.3.1.2 Resultadós cón 200KHz Como se indicó en el apartado 3.3.2 se repetirá el mismo proceso para las simulaciones pero imponiendo una frecuencia de conmutación de . Para esta frecuencia en el primer bloque de simulaciones se elige el punto de operación óptimo, junto con los valores de los elementos pasivos asociados a dicho óptimo, estos quedan mostrados en la Tabla 3-5. Tabla 3-5-. Resultados para encontrar el punto de operación óptimo del convertidor SRC para 9,3 1 0,171 91 9,3 0,1 5,13 98,1 9,3 0,01 22,8 98,29 Para este punto óptimo se muestran las formas de ondas de la corriente y el voltaje de salida en la Figura 3-7. Por otro lado, para ilustrar el comportamiento del tanque resonante se muestran en la Figura 3-8 las formas de onda de la corriente del inductor en serie y del voltaje del condensador en serie. De nuevo se observa una ondulación muy pequeña en señal de salida en este caso el es también de . Al igual que en el apartado anterior una vez encontrado un punto de operación óptimo se pasa ha estudiar las eficiencias en todo el rango de operación del convertidor. Los resultados a estas simulaciones se encuentran en la Tabla 3-7 y de forma resumida en la Tabla 3-6. De nuevo se observa que la eficiencia aumenta al incrementar el voltaje, pero con una variación muy pequeña entre sus valores extremos. A pesar de aumentar la frecuencia de conmutación, el convertidor mantiene unos valores casi idénticos de eficiencia. Figura 3-6. Forma de onda de a) corriente del inductor en serie y b) el voltaje del condensador en serie para el optimo tomado para el convertidor SRC Criterios para la elección de la topología 46 Tabla 3-6-. Máxima y mínima eficiencia del convertidor SRC dentro del rango de operación a Máxima Eficiencia Mínima Eficiencia 280 30 98,49 250 22 97,34 1,15 Tabla 3-7-. Eficiencias para los distintos puntos de operación del convertidor SRC a 30 98,47 98,48 98,49 98,49 29 98,38 98,39 98,4 98,4 28 98,29 98,29 98,29 98,30 27 98,17 98,17 98,18 98,18 26 97,04 97,04 97,05 98,05 25 97,89 97,89 97,89 97,9 24 97,72 97,73 97,74 97,74 23 97,53 97,54 97,55 97,55 22 97,34 97,35 97,35 97,35 Figura 3-7. Forma de onda de a) la corriente de salida y b) el voltaje de salida del óptimo tomado para el convertidor SRC a 47 Estudio, diseño y simulación de topologías de potencia para arquitecturas HVDC en aeronaves 3.3.3.2 Convertidor LLC Al igual que para el convertidor SRC se buscará la combinación de parámetros que produzca la mayor eficiencia. De nuevo, se realizarán diversas simulaciones variando los parámetros de control del convertidor hasta alcanzar el punto más óptimo posible. En este caso, siguiendo los pasos descritos en 3.2.2 los parámetros de control que se obtienen para el convertidor LLC son: la relación del transformador , la resistencia de carga , la frecuencia de conmutación , el factor de calidad y la relación de inductancias . En este caso tampoco se toma como parámetro de control la frecuencia normalizada, en parte porque la complejidad del problema dificulta predecir como afectará al resultado una variación de dicho parámetro. Para las simulaciones se tomará un valor de , en principio, fijo y cercano a la unidad de forma que la aproximación FHA siga siendo valida. 3.3.3.2.1 Resultadós cón 100KHz De nuevo, se busca la configuración del convertidor que maximice su eficiencia para los valores de funcionamiento nominales. Este primer grupo de simulaciones así como el resultado más óptimo encontrado vienen recogidos en la Tabla 3-8. Tabla 3-8-. Resultados para encontrar el punto de operación óptimo del convertidor LLC para 9,6 2,9 190 55 87 9,6 3,3 215 96 92,52 9,6 2,5 287 100 93,46 9,47 0,018 40000 100 98,33 Figura 3-8. Forma de onda de a) corriente del inductor en serie y b) el voltaje del condensador en serie para el optimo tomado para el convertidor SRC a Criterios para la elección de la topología 48 Los valores del tanque resonante del convertidor se elegirán como los valores de la última simulación recogida en la tabla. Además, para dicha simulación se muestran el voltaje y corriente de salida del convertidor en la Figura 3-9 y sus formas de onda en la Figura 3-10. Al igual que ocurría para el convertidor SRC se ha alcanzado un valor bastante bajo de ondulación para las formas de onda de la salida, en esta topología de convertidor el valor de distorsión armónica alcanzado es . Para dar más información también se muestran las formas de onda tanto del inductor como del condensador en serie del taque resonante en la Figura 3-11. Figura 3-9. a) Corriente de salida y b) voltaje de salida para el óptimo tomado para el convertidor LLC a Figura 3-10. Forma de onda de a) la corriente de salida y b) el voltaje de salida del óptimo tomado para el convertidor LLC a 49 Estudio, diseño y simulación de topologías de potencia para arquitecturas HVDC en aeronaves Una vez fijados los componentes del tanque resonante de forma que optimicen el punto de funcionamiento nominal, se pasa de nuevo a simular el comportamiento del convertidor a lo largo de su rango de operación. Los resultados de estas simulaciones vienen reflejados en la Tabla 3-10. Además, de forma resumida se muestran los puntos de máxima y el mínima eficiencia en la Tabla 3-9. Tabla 3-9-. Máxima y mínima eficiencia del convertidor LLC dentro del rango de operación a Máxima Eficiencia Mínima Eficiencia 280 30 98,53 250 22 97,4 1,13 Tabla 3-10-. Eficiencias para los distintos puntos de operación del convertidor LLC a 30 98,51 98,52 98,53 98,53 29 98,40 98,41 98,41 98,42 28 98,32 98,33 98,33 98,33 27 98,18 98,18 98,19 98,19 26 98,02 98,03 98,03 98,04 25 97,86 97,87 97,87 97,87 24 97,73 97,73 97,74 97,75 23 97,66 96,66 97,66 97,67 22 97,4 97,4 97,41 97,42 Figura 3-11. Forma de onda de a) corriente del inductor en serie y b) el voltaje del condensador en serie para el optimo tomado para el convertidor LLC a Criterios para la elección de la topología 50 De estas tablas se puede observar como, la alta eficiencia que se consigue en el punto de trabajo nominal de este convertidor se mantiene a lo largo del domino de operación al igual que ocurre con el SRC. Posteriormente se analizarán más en profundidad las diferencias y similitudes entre ellos. 3.3.3.2.2 Resultadós cón 200KHz Se repiten las operaciones realizadas en el apartado anterior con el objetivo de conocer cual es el efecto de aumentar la frecuencia de conmutación hasta en el convertidor LLC. Para ello se comienza encontrando los valores del tanque resonante que maximizan la eficiencia en el punto de operación nominal. Este primer proceso queda recogido en la Tabla 3-11. Tabla 3-11-. Resultados para encontrar el punto de operación óptimo del convertidor LLC para 9,6 18 400 50 89 10 1,8 8 100 98,18 9,47 1,8 8 100 98,3 Una vez elegido el punto de operación nominal óptimo se muestran en la Figura 3-12 las formas de onda de la corriente y el voltaje de salida. También se muestran en la Figura 3-13 las formas de onda tanto de la corriente del inductor en serie como del voltaje del condensador en serie del tanque resonante. Figura 3-12. Forma de onda de a) la corriente de salida y b) el voltaje de salida del óptimo tomado para el convertidor LLC a 51 Estudio, diseño y simulación de topologías de potencia para arquitecturas HVDC en aeronaves Tras finalizar con el diseño del convertidor se pasa a estudiar de nuevo su comportamiento a lo largo del dominio de operación, los resultados de este segundo estudio se encuentran recogidos en la Tabla 3-13. Además, de forma resumida en la Tabla 3-12 se encuentran el punto de máxima y mínima eficiencia. Tabla 3-12-. Máxima y mínima eficiencia del convertidor LLC dentro del rango de operación a Máxima Eficiencia Mínima Eficiencia 280 30 98,5 250 22 97,32 1,18 Tabla 3-13-. Eficiencias para los distintos puntos de operación del convertidor LLC a 30 98,49 98,49 98,5 98,5 29 98,40 98,41 98,41 98,41 28 98,28 98,29 98,3 98,33 27 98,13 98,14 98,14 98,15 26 97,96 97,97 97,98 97,98 25 97,81 97,81 97,82 97,83 24 97,65 97,66 97,66 97,67 23 97,43 97,43 97,44 97,45 22 97,32 97,32 97,33 97,35 Figura 3-13. Forma de onda de a) corriente del inductor en serie y b) el voltaje del condensador en serie para el optimo tomado para el convertidor LLC a 58 58 SRC, aun siendo complejo, es más sencillo que el control del LLC cuyo tanque resonante posee tanto una parte en serie como en paralelo. En último lugar se busca salir del marco teórico de la electrónica de potencia y volver a conectar con el marco aeronáutico en el que se enfoca el trabajo y donde se busca aplicar lo aprendido. Para ello, se muestra con qué función y donde se colocaría el convertidor SRC dentro de la arquitectura eléctrica de una posible aeronave MEA la cual posea una distribución principal de alta tensión debido al incremento de la potencia eléctrica embarcada. 59 Estudio, diseño y simulación de topologías de potencia para arquitecturas HVDC en aeronaves 5 LÍNEAS FUTURAS n último lugar, se dedicará este capítulo a comentar que pasos a seguir tras este trabajo deberían llevarse acabo para continuar avanzando en el estudio de las topologías de potencia DC-DC en la aeronáutica. En primer lugar, cabe recordar que este documento se a centrado en el estudio de la eficiencia de estos convertidores, pues que es el factor clave para su introducción en una aeronave. Por lo tanto, una se las líneas de acción a seguir tras este trabajo será estudiar el resto de propiedades requeridas para poder emplear un convertidor en el sistema eléctrico de una aeronave. Entre estas propiedades la densidad energética es de vital importancia en el campo aeronáutico. Por consiguiente, uno de los siguientes pasos a seguir sería realizar un estudio del volumen y del peso de las topologías diseñadas, de forma que se determine si estos valores son adecuados para una aeronave, así como conocer cual de las topologías presenta una mayor densidad energética. Otra posible vía de estudio incluiría investigar el efecto del incremento de la frecuencia en el peso total del convertidor. Por otro lado, un convertidor deberá ser capaz desempeñar su función en entornos desfavorables que pueden incluir altas variaciones de temperatura, EMI provenientes de diferentes partes del sistema eléctrico o vibraciones de los sistemas abordo de la aeronave. Es decir que los convertidores embarcados deberán mantener un buen nivel de actuación incluso ante estos ambientes. Debido a la importancia que a cobrado recientemente ya hay estudios [28] que han comprobado que el convertidor DAB tiene un buen comportamiento a altas temperaturas, lo que le da flexibilidad a la hora de su colocación dentro de la aeronave y le permite reducir su sistema de refrigeración. Para un futuro estudio, sería conveniente complementar esta información con la investigación del comportamiento a altas temperaturas de los convertidores resonantes, tanto SRC como LLC. También sería interesante investigar el efecto que tendrían las frecuencias externas producidas en la aeronave sobre la actuación de los convertidores resonantes, ya que su comportamiento es muy dependiente de su frecuencia de resonancia. Por último, otra línea investigación podría enfocarse en mejorar la eficiencia del convertidor DAB. Este convertidor como ya se ha visto es más sencillo y tiene un control mucho más simple que los convertidores resonantes, esta es una característica muy atractiva que podría explotarse. Por ello, se ve conveniente continuar la investigación sobre el DAB de forma que se busque un diseño alternativo de este donde se consigan unos niveles de eficiencia mayores a los obtenidos con el modelo tratado en este documento. E 60 60 61 Estudio, diseño y simulación de topologías de potencia para arquitecturas HVDC en aeronaves REFERENCIAS [1] D. J. Sadey, J. Csank, P. A. Hanlon, and R. Jansen, "A generalized power system architecture sizing and analysis framework", in Proc. Joint Propuls. Conf., Jul. 2018, p. 4616. [2] S. Günter et al., "Load Control for the DC Electrical Power Distribution System of the More Electric Aircraft," in IEEE Transactions on Power Electronics, vol. 34, no. 4, pp. 3937-3947, April 2019, doi: 10.1109/TPEL.2018.2856534. [3] G. Buticchi, S. Bozhko, M. Liserre, P. 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