Diseño de un receptor integrado para comunicación mediante ultrasonidos en canal metálico

Equation Chapter 1 Section 1 Trabajo Fin de Grado Grado en Ingeniería de las Tecnologías de Telecomunicación Diseño de un receptor integrado para comunicación mediante ultrasonidos en canal metálico Autor: Carlos Javier Velasco Muñoz Tutores: Enrique López Morillo, Clara Isabel Luján Martínez Departamento de Ingeniería Electrónica Escuela Técnica Superior de Ingeniería Universidad de Sevilla Sevilla, 2016 iii Trabajo Fin de Grado Grado en Ingeniería de las Tecnologías de Telecomunicación Diseño de un receptor integrado para comunicación mediante ultrasonidos en canal metálico Autor: Carlos Javier Velasco Muñoz Tutores: Enrique López Morillo Clara Isabel Luján Martínez Departamento de Ingeniería Electrónica Escuela Técnica Superior de Ingeniería Universidad de Sevilla Sevilla, 2016 iv v Trabajo Fin de Grado: Diseño de un receptor integrado para comunicación mediante ultrasonidos en canal metálico Autor: Carlos Javier Velasco Muñoz Tutor: Enrique López Morillo, Clara Isabel Luján Martínez El tribunal nombrado para juzgar el Proyecto arriba indicado, compuesto por los siguientes miembros: Presidente: Vocales: Secretario: Acuerdan otorgarle la calificación de: Sevilla, 2016 El Secretario del Tribunal vi vii A mi familia A mis maestros A mis amigos viii ix Agradecimientos En primer lugar, me gustaría dar las gracias a mis padres, ellos han sido los artífices de que yo esté ahora redactando este Trabajo de Fin de Grado. Han estado apoyándome durante estos años y han sido un sustento imprescindible sin el cual no podría haber conseguido llegar aquí. Gracias. También quiero mostrar mis más sinceros agradecimientos a mis tutores Enrique López Morillo y Clara Isabel Luján Martínez por darme la oportunidad de realizar este proyecto, por la paciencia que han tenido conmigo y por la gran ayuda que me han prestado durante la realización del mismo. Por último, a mis amigos y compañeros Chema y Jorge, con los que un día empecé esta aventura llamada “Teleco” y que me han acompañado a lo largo de ella. Carlos Javier Velasco Muñoz Sevilla, 2016 xvi 4.5 Caracterización del amplificador de carga 24 4.5.1 Análisis DC 25 4.5.2 Análisis frecuencial 26 4.5.3 Análisis transitorio 26 4.5.4 Análisis de ruido 27 4.5.5 Análisis de funcionamiento en las esquinas 28 5 Diseño del layout 30 5.1 Introducción 30 5.2 Floorplanning 30 5.3 Layout de los distintos componentes 31 5.3.1 Layout de la resistencia de realimentación (Rf) 31 5.3.2 Layout de la capacidad de realimentación (Cf) 32 5.3.3 Layout del amplificador operacional 32 5.4 Layout del circuito completo 36 5.5 Comparativa a nivel de esquemático y layout 36 6 Conclusiones y trabajo futuro 39 Referencias 41 Glosario 44 Anexos 46 Anexo A: Documentación del sensor de ultrasonidos 400EP250 48 Anexo B: Datasheet del OPAMP LMC6001 61 xvii xviii ÍNDICE DE TABLAS Tabla 2-1. Resultados obtenidos tras la caracterización 9 Tabla 2-2. Especificaciones del amplificador de carga 9 Tabla 2-3. Especificaciones del amplificador operacional 10 Tabla 2-4. Consideraciones tomadas por el diseñador 10 Tabla 4-1. Dimensionamiento de los transistores. 18 Tabla 4-2. Dimensionamiento de los transistores tras la modificación. 18 Tabla 4-3. Valor tras el análisis DC de las tensiones más relevantes. 21 Tabla 4-4. Análisis de funcionamiento del OPAMP en esquinas a -25ºC 22 Tabla 4-5. Análisis de funcionamiento del OPAMP en esquinas a 27ºC 23 Tabla 4-6. Análisis de funcionamiento del OPAMP en esquinas a 75ºC 23 Tabla 4-7. Valores elegidos para la resistencia (Rf) y la capacidad (Cf) de realimentación. 24 Tabla 4-8. Valor tras el análisis DC de las tensiones más relevantes. 25 Tabla 4-9. Análisis de funcionamiento del amplificador de carga en esquinas a -25ºC 28 Tabla 4-10. Análisis de funcionamiento del amplificador de carga en esquinas a 27ºC 28 Tabla 4-11. Análisis de funcionamiento del amplificador de carga en esquinas a 75ºC 28 Tabla 5-1. Parámetros de la resistencia de realimentación (Rf) 31 Tabla 5-2. Parámetros de la capacidad de realimentación (Cf). 32 Tabla 5-3. Dimensiones de los transistores NMOS. 33 Tabla 5-4. Dimensiones de los transistores PMOS. 33 xix xx ÍNDICE DE FIGURAS Figura 2-1. Sensor de ultrasonidos propuesto (400EP250) [9]. 5 Figura 2-2. Patrón típico de radiación de potencia, Anexo A. 6 Figura 2-3. Respuesta típica del sensor junto con el amplificador de carga [10]. 7 Figura 2-4. Amplificador de carga, incluyendo modelo parásito del sensor [10]. 8 Figura 2-5. Representación del montaje empleado para la caracterización realizada en laboratorio. 8 Figura 3-1. Sensor de carga y alternativa equivalente con fuente de carga [10]. 12 Figura 3-2. Alternativa del sensor de carga con fuente de carga y fuente de corriente [10]. 13 Figura 3-3. Símbolo correspondiente al modelo del sensor. 13 Figura 4-1. Amplificador operacional cascodo con salida single-ended [11]. 17 Figura 4-2. Esquemático del amplificador operacional cascodo. 19 Figura 4-3. Esquemático del bloque de polarización. 20 Figura 4-4. Circuito para simulación en bucle abierto del amplificador. 20 Figura 4-5. Magnitud y fase de la salida del amplificador operacional tras el análisis AC. 21 Figura 4-6. Señal senoidal de la tensión a la salida al realizar el análisis transitorio. 22 Figura 4-7. Circuito para simulación del amplificador de carga, incluyendo modelo parásito del sensor. 24 Figura 4-8. Contenido del símbolo del amplificador de carga. 25 Figura 4-9. Resultado de la salida del amplificador de carga tras el análisis frecuencial. 26 Figura 4-10. Señal senoidal de tensión a la salida del amplificador de carga. 26 Figura 4-11. Resultados tras el análisis de ruido realizado en el amplificador de carga. 27 Figura 5-1. Floorplanning de los elementos del layout del amplificador de carga. 31 Figura 5-2. Layout de la resistencia de realimentación (Rf). 32 xxi Figura 5-3. Layout de la capacidad de realimentación (Cf). 32 Figura 5-4. Vista layout de un transistor NMOS. 34 Figura 5-5. Vista layout de un transistor PMOS. 35 Figura 5-6. Vista layout del amplificador operacional cascodo. 35 Figura 5-7. Vista layout del amplificador de carga. 36 Figura 5-8. Comparativa en frecuencia entre esquemático y extracted a la salida del amplificador. 37 Figura 5-9. Comparativa, entre esquemático y layout, de la tensión a la salida del amplificador. 37 xxii xxiii Notación arcsen Función arcoseno cos Función coseno ≈ Aproximadamente igual ≥ Mayor o igual ≤ Menor o igual && Operador lógico AND | | Operado lógico OR != Operador lógico “Distinto de” == Operador lógico “Igual a” Log Logaritmo en base 10 ± Signo más/menos % Signo de tanto por ciento 1 1 Diseño de un receptor integrado para comunicación mediante ultrasonidos en canal metálico 1 INTRODUCCIÓN 1.1 Antecedentes En un mundo donde la mayoría de los aparatos electrónicos están conectados por cables surge la necesidad cada vez mayor de ir sustituyendo estas conexiones por conexiones inalámbricas por varias razones que se detallan a continuación. En primer lugar, realizar una instalación cableada es costosa, debido que a se tiene que realizar un estudio de la instalación, se necesitan conectores, cables, protección para esos cables (canaletas) y un mantenimiento adecuado para asegurar el correcto funcionamiento y estado de esos cables. En segundo lugar, el acceso físico es otro problema común dentro de las redes cableadas debido a que no es sencillo acceder a ciertos lugares donde es necesario perforar paredes o metales. Por último, tenemos dificultad a la hora de aumentar el número de aparatos electrónicos conectados, ya que deberemos de introducir nuevos cables y eso conlleva un aumento del costo, sin embargo, en redes inalámbricas, como, por ejemplo, una red wifi, los nuevos usuarios se pueden conectar sin la necesidad de implementar nuevas conexiones físicas [1]. Dentro de los protocolos de comunicación inalámbricos podemos encontrar bastantes alternativas como bluetooth, wifi o infrarrojos, pero éstos, no son capaces de actuar cuando nos encontramos antes una jaula de Faraday. El funcionamiento de una jaula de Faraday se basa en las propiedades de un conductor en equilibrio electrostático, es decir, cuando una caja metálica se encuentra en presencia de un campo eléctrico externo, los electrones y protones de ésta actúan de tal forma que el campo eléctrico en el interior de la caja es nulo [2]. El comienzo es la parte más importante de la obra - Platón - 8 8 Diseño de un receptor integrado para comunicación mediante ultrasonidos en canal metálico Figura 2-4. Amplificador de carga, incluyendo modelo parásito del sensor [10]. En el laboratorio hemos implementado nuestro amplificador de carga con componentes discretos. Para el amplificador operacional hemos usado el LMC6001 de Texas Instruments que tiene la particularidad de aceptar una corriente muy baja a la entrada soportando intensidades de 25 fA, lo cual, es necesario, ya que como se ha dicho anteriormente, la carga que nos llega es del orden de los pico Culombios. Para la resistencia (Rf) y capacidad (Cf) de la red de realimentación se han usado valores de 560 KΩ y 10 pF respectivamente, fijando el polo del filtro paso-alta, que se indica en la Figura 2-3, sobre los 30 KHz. El montaje queda como vemos en la Figura 2-5 donde ambos transductores quedan enfrentados de la forma más directa posible a través de la plancha metálica. Figura 2-5. Representación del montaje empleado para la caracterización realizada en laboratorio. Al término de la caracterización, pudimos verificar que nuestro amplificador estaba amplificando carga y que la señal que nos llegaba a través del canal metálico se encontraba en torno a 1 pC, que como luego se indicará es la carga máxima que podemos recibir. Aun así, todavía teníamos incógnitas como la SNR o la frecuencia de resonancia, sin embargo, un grupo de investigadores del departamento de electrónica de la Escuela Superior de Ingenieros ha estado realizando una investigación paralela utilizando modulaciones más robustas (OFDM), 9 9 Diseño de un receptor integrado para comunicación mediante ultrasonidos en canal metálico una plancha metálica más fina y con una superficie más plana que la nuestra, llegando a obtener una repuesta más homogénea y mejores resultados. En su trabajo han llegado a la conclusión de que la potencia de la señal es mayor en 360 KHz que nos situaría en el noveno armónico. También han comprobado mediante diversas pruebas que para una modulación OFDM de 32 bits, la SNR mínima que podríamos tener sería de 32 dB. Por tanto, y teniendo en cuenta que sus resultados son más exactos que los que teníamos, hemos creído conveniente para el diseño de nuestro amplificador de carga que la frecuencia de transmisión sea de 360 KHz y la SNR mínima de 32 dB. A modo de conclusión, en la Tabla 2-1 se muestran los resultados obtenidos, que a su vez serán las especificaciones de diseño que seguiremos para diseñar nuestro amplificador de carga. Tabla 2-1. Resultados obtenidos tras la caracterización Incógnitas Resultados Frecuencia de resonancia 360 KHz Propiedad que transduce Carga SNR ≥ 32 dB Carga a la entrada máxima ≈ 1 pC 2.4 Especificaciones y consideraciones de diseño Una vez caracterizado el sensor llegamos a la conclusión de que nuestro amplificador de carga deberá tener las especificaciones que aparecen en la Tabla 2-2. Tabla 2-2. Especificaciones del amplificador de carga Especificaciones Valor requerido Respuesta plana (f) 360 KHz ± 16 K SNR ≥ 32 dB Sensibilidad ≤ 228 dB V/C Vdd 0.9 V Vss -0.9 V Vout máxima 0.5 Vpp Vout mínima 20 mVpp Co 1 pF Tanto el rango de respuesta plana en frecuencia como la SNR se han obtenido de la caracterización anterior y tanto la Vout máxima como la Vout mínima como la capacidad de carga (Co) vienen impuestas por la etapa que sigue a este receptor. En cuanto a las tensiones de alimentación positiva (Vdd) y negativa (Vss), vienen impuestas por la tecnología. Nótese que la sensibilidad para un amplificador de carga es equivalente a la ganancia tensión-carga (salidaentrada) del mismo. Se ha escogido el valor de la tabla 2-2 para asegurar un nivel de señal aceptable a la salida ante una entrada de amplitud sobre el pico culombio en modulación OFDM. A partir de lo anterior podemos obtener las especificaciones del amplificador operacional. 10 10 Diseño de un receptor integrado para comunicación mediante ultrasonidos en canal metálico Tabla 2-3. Especificaciones del amplificador operacional Especificaciones Valor requerido BW 500 KHz Ganancia ≥ 50 dB Vdd 0.9 V Vss -0.9 V Vout máxima 0.5 Vpp Vout mínima 20 mVpp Co 1 pF Se ha escogido un ancho de banda de 500 KHz y 50 dB debido a que mediante simulaciones se ha podido comprobar que dicho ancho de banda y ganancia son suficientes para que la respuesta en frecuencia del amplificador de carga a su salida, tenga una región plana en torno a los 360 KHz y además tenga suficiente sensibilidad. La SNR viene impuesta tras la caracterización del sensor, la carga viene impuesta por la etapa que sigue al amplificador de carga y la tensión de salida máxima y mínima se derivan de las especificaciones del amplificador de carga. Posteriormente se han tomado varias consideraciones de diseño que se exponen en la Tabla 2-4 Tabla 2-4. Consideraciones tomadas por el diseñador Consideraciones Valor Idp 10 µA Ib 200 µA Veff 150 mV Idp es la corriente de polarización que se ha escogido de 10 µA para minimizar el consumo de dicho bloque e Ib es la corriente de cola del par diferencial, la cual, se ha escogido de 200 µA para conseguir el ancho de banda necesario con el mínimo consumo, por último, Veff se refiere a la tensión efectiva de cada transistor que se ha escogido de 150 mV para asegurar la polarización en inversión fuerte de éstos. 11 11 Diseño de un receptor integrado para comunicación mediante ultrasonidos en canal metálico . 12 12 Diseño de un receptor integrado para comunicación mediante ultrasonidos en canal metálico 3 MODELADO EN VERILOG-A DEL SENSOR DE CARGA Para emular el comportamiento del sensor, de forma que podamos trabajar con él en el entorno de trabajo Cadence, optamos por modelarlo en el lenguaje Verilog-A. Verilog-A es un lenguaje de descripción hardware multidisciplinar, por lo que podemos modelar sistemas eléctricos, mecánicos o termodinámicos, por ejemplo. Está enfocado al modelado de circuitos analógicos y está integrado en el entorno de trabajo Cadence, incluyendo herramientas de compilación y simulación. Los sensores de carga generan una carga proporcional a una magnitud física externa. Independientemente de la variable a ser medida, dicha carga debe ser generada en un punto donde se pueda transformar directamente en un voltaje o corriente, evitando la cancelación con carga de signo opuesto. Normalmente, los sensores de tipo carga tienen una naturaleza capacitiva en combinación con una resistencia alta, lo que reduce corrientes de fuga a un nivel aceptable. En nuestro modelo se ha usado una Rs de 100 KΩ y una Cs de 100 pF [10]. Figura 3-1. Sensor de carga y alternativa equivalente con fuente de carga [10]. En nuestro caso, se ha modelado una entrada senoidal en tensión a una frecuencia de 360 KHz con una amplitud de 1 pV, lo que equivale a una carga de 1 pC. Luego se ha derivado en el tiempo para obtener la corriente, y por último se ha conectado en paralelo la capacidad y la resistencia parásita, lo cual, es equivalente al circuito señalado en rojo en la Figura 3-2. 13 13 Diseño de un receptor integrado para comunicación mediante ultrasonidos en canal metálico Figura 3-2. Alternativa del sensor de carga con fuente de carga y fuente de corriente [10]. En la figura 3-3 podemos ver el símbolo correspondiente al modelo del sensor que se encuentra en circuito de test del amplificador de carga. Como se puede apreciar, y al igual que en el modelo parásito, sólo tiene un par de conexiones. Una de ellas va al terminal de entrada negativo del amplificador y la otra está conectada a tierra. Figura 3-3. Símbolo correspondiente al modelo del sensor. A continuación, se expone el código, en lenguaje Verilog-A, que se ha programado para el sensor. // VerilogA for prueba_miller_20, sensor_completo, veriloga `include "constants.vams" `include "disciplines.vams" // Módulo sensor_completo: en este módulo se definen las conexiones de // salida del sensor (out, ref), se definen los parámetros necesarios para el // sensor como son la capacidad (Cs) y la resistencia (Rs) parásita y se // define el comportamiento interno de éste. Dicho comportamiento consiste en // la generación de una tensión senoidal a través de una fuente de tensión, // luego se deriva dicha tensión respecto al tiempo obteniendo corriente, y // por último, se hace pasar dicha corriente tanto por la capacidad (Cs) como // por la resistencia (Rs) parásita, obteniendo así, la salida (out) que // estamos buscando module sensor_completo(out, ref); inout out, ref; // Terminales electrical out, ref; // Rama interna entre la fuente senoidal de tensión y el bloque de derivación // de la tensión electrical n1; parameter real Cs = 100f; // Capacidad parásita parameter real Rs = 100k; // Resistencia parásita Vsine Vs(n1,ref); //Fuente de tensión analog begin // Derivada de la tensión con respecto al tiempo I(out,ref) <+ ddt(V(n1,ref)); 14 14 Diseño de un receptor integrado para comunicación mediante ultrasonidos en canal metálico // Contribuución a la corriente por parte de la resistencia parásita I(out,ref) <+ V(out,ref)/Rs; // Contribución a la corriente por parte de la capacidad parásita I(out,ref) <+ Cs * ddt(V(out,ref)); end endmodule // Módulo Vsine: este módulo emula a una fuente senoidal de tensión. Se // utiliza para crear una señal senoidal de tensión que equivaldría a la // señal de carga que nos llega del transmisor. Para ello, en este módulo se // genera una señal senoidal de 1 pV con una frecuencia de 360 KHz. module Vsine (p, n); inout p, n; // Terminales electrical p, n; //Parámetros parameter dc = 0.0; // DC parameter mag = 1.0; // Magnitud parameter phase = 0.0; // Fase parameter offset = 0.0; // Offset parameter ampl = 1p from (0:inf); // Amplitud parameter freq = 360000 from (0:inf); // Frecuencia parameter sinephase = -1.57; // Fase del seno // Variables con las que luego se trabajará real dc_val, sin_freq, sin_ampl; analog begin @(initial_step) begin sin_freq = freq; sin_ampl = ampl; // Introducción de offset y Dc si éstos no se especifican if ((dc == 0.0) && ((offset != 0.0) || (sinephase != 0.0))) dc_val = offset + ampl * cos(sinephase); else dc_val = dc; end // La siguiente línea se evalua en caso de que se realice un análisis // frecuencial V(p, n) <+ ac_stim("ac", mag, phase); // El siguiente bloque “if” se evalua en caso de que se realice un análisis // DC, en caso contrario, se evalua el bloque “else”, lo que quiere decir // que se está realizando un análisis transitorio. if (analysis("dc")) V(p, n) <+ dc_val; else if (analysis("tran")) begin // Se genera un seno según los parámetros indicados V(p, n) <+ offset + sin_ampl * cos(2 * `M_PI * sin_freq * ($abstime - td) + sinephase); 15 15 Diseño de un receptor integrado para comunicación mediante ultrasonidos en canal metálico end end endmodule // Vsine 16 16 Diseño de un receptor integrado para comunicación mediante ultrasonidos en canal metálico 17 17 Diseño de un receptor integrado para comunicación mediante ultrasonidos en canal metálico 4 DISEÑO DEL AMPLIFICADOR DE CARGA 4.1 Introducción En este capítulo se va a proceder al diseño a nivel de esquemático del amplificador de carga. Esto incluye elección de la topología a usar, diseño del amplificador operacional y caracterización del mismo, elección del bloque de realimentación para obtener la salida deseada y caracterización del amplificador de carga. 4.2 Elección de la topología Para elegir la topología del amplificador nos hemos basado en las especificaciones extraídas del apartado 2.4, así como que tuviese un bajo consumo y que la estructura fuese sencilla, por tanto, se ha optado por un amplificador operacional en configuración cascodo telescópico con salida single-ended como el que podemos ver en la Figura 4-1. Figura 4-1. Amplificador operacional cascodo con salida single-ended [11]. 24 24 Diseño de un receptor integrado para comunicación mediante ultrasonidos en canal metálico Tabla 4-7. Valores elegidos para la resistencia (Rf) y la capacidad (Cf) de realimentación. Componente Valor Resistencia (Rf) 1 MΩ Capacidad (Cf) 4 pF Se ha optado por una resistencia de 1 MΩ para minimizar el ruido y se ha elegido dicha capacidad para obtener una alta sensibilidad que estaría, según la ecuación 4-1, sobre 227.95 dB V/C. También se ha elegido esa capacidad para generar un polo sobre los 40 KHz, según la ecuación 4-2, de forma que en 360 KHz ± 16 KHz, la respuesta en frecuencia de la salida sea plana. 4.5 Caracterización del amplificador de carga En este apartado se van a realizar los análisis necesarios para comprobar el correcto funcionamiento del amplificador de carga diseñado. Para realizar esto se va a utilizar el circuito de test de la Figura 4-7. Figura 4-7. Circuito para simulación del amplificador de carga, incluyendo modelo parásito del sensor. En la Figura 4-7 se puede ver a la izquierda, el modelo en Verilog-A del sensor propuesto explicado en el capítulo 3 y en el centro, un símbolo que representa el amplificador de carga y cuyo interior podemos ver en la Figura 4-8. 25 25 Diseño de un receptor integrado para comunicación mediante ultrasonidos en canal metálico Figura 4-8. Contenido del símbolo del amplificador de carga. En la parte superior de la Figura 4-8 se puede apreciar el bloque de realimentación compuesto por una resistencia 1 MΩ de la librería CMRF7SF y debajo se encuentra un símbolo que representa a cuatro capacidades de 1 pF conectadas en paralelo y que pertenecen también a la librería CMRF7SF. 4.5.1 Análisis DC El circuito de test propuesto es el mostrado en la Figura 4-7 e incluye una realimentación capacitiva donde se encuentra una resistencia (Rf) que establece un camino de realimentación DC que garantiza la estabilidad y evita la saturación a largo plazo por cualquier corriente de fuga en la carga del condensador. En este caso tenemos un offset a la salida 6.5 mV, el cual, es lógico debido a que tenemos una resistencia de realimentación (Rf) de 1 MΩ que unida a la resistencia parásita del sensor hace que circule una corriente en DC por el camino de la realimentación. Por otro lado, también tenemos un offset a la entrada debido a que nuestro amplificador de carga no es ideal y por tanto su ganancia no es infinita. Tabla 4-8. Valor tras el análisis DC de las tensiones más relevantes. Tensión Valor VcN 300.7 mV VcP -28.17 mV VbN -275.8 mV Vi- 598.1 µV Vout 6.565 mV 26 26 Diseño de un receptor integrado para comunicación mediante ultrasonidos en canal metálico 4.5.2 Análisis frecuencial Como se esperaba, al realizar el análisis frecuencial en el amplificador de carga, nos encontramos con un paso de alta, con el polo sobre los 40 KHz, una sensibilidad de 227.81 dB y una respuesta en frecuencia plana más que suficiente para nuestra aplicación ya que nosotros trabajaremos entre 360 KHz ± 16 KHz. Todo esto se puede comprobar en la Figura 4-10. Figura 4-9. Resultado de la salida del amplificador de carga tras el análisis frecuencial. 4.5.3 Análisis transitorio Para realizar este análisis transitorio se ha emulado a través del sensor de ultrasonidos modelado en Verilog-A una carga de 1 pC en forma de señal senoidal, obteniendo a la salida una señal de 488 mVpp. En la Figura 4- 11 se puede apreciar lo anteriormente explicado. Figura 4-10. Señal senoidal de tensión a la salida del amplificador de carga. 27 27 Diseño de un receptor integrado para comunicación mediante ultrasonidos en canal metálico 4.5.4 Análisis de ruido En este apartado se ha medido la SNR a la salida de nuestro amplificador de carga. El análisis de ruido se ha realizado en nuestra zona de interés que se sitúa en 360 KHz ± 16 KHz, es decir, en la banda entre 344 KHz y 376 KHz y con una señal a la salida de 20 mVpp, que sería nuestra señal de salida en el peor caso. Los resultados son los siguientes: Figura 4-11. Resultados tras el análisis de ruido realizado en el amplificador de carga. En la Figura 4-11 podemos ver que los transistores que más ruido introducen son los transistores de entrada (TN7 y TN12) y mediante la ecuación 4-3 se realizará el cálculo de la SNR. 𝑆𝑁𝑅𝑠𝑎𝑙𝑖𝑑𝑎(𝑑𝐵)=10∗log𝑃𝑠|𝑜𝑢𝑡 𝑃𝑛|𝑜𝑢𝑡 =10∗log (𝐴𝑜𝑢𝑡)2 2 𝑇𝑜𝑡𝑎𝑙 𝑆𝑢𝑚𝑚𝑎𝑟𝑖𝑧𝑒𝑑 𝑁𝑜𝑖𝑠𝑒 = = 10∗log (10 𝑚𝑉)2 2 3.76301·10−11 =61.23 𝑑𝐵 (4 − 3) Como podemos comprobar, la SNR a la salida de nuestro circuito es de 61.23 dB, superando con creces los 32 dB que venían impuestos por las especificaciones. 28 28 Diseño de un receptor integrado para comunicación mediante ultrasonidos en canal metálico 4.5.5 Análisis de funcionamiento en las esquinas En este apartado se va a realizar un análisis del funcionamiento del amplificador de carga en las esquinas.  Temperatura: -25ºC Tabla 4-9. Análisis de funcionamiento del amplificador de carga en esquinas a -25ºC Medida TT FS SF FF SS Sensibilidad 227.84 dB V/C 227.79 dB V/C 227.85 dB V/C 227.74 dB V/C 227.85 dB V/C Offset (salida) 6.856 mV 13.21 mV 5.417 mV 25.12 mV 4.081 mV SNR 61.71 dB 61.25 dB 61.37 dB 59.05 dB 61.19 dB  Temperatura: 27ºC Tabla 4-10. Análisis de funcionamiento del amplificador de carga en esquinas a 27ºC Medida TT FS SF FF SS Sensibilidad 227.95 dB V/C 227.79 dB V/C 227.82 dB V/C 227.78 dB V/C 227.82 dB V/C Offset (salida) 6.565 mV 8.691 mV 5.915 mV 13.24 mV 4.778 mV SNR 61.23 dB 61.48 dB 60.90 dB 61.39 dB 60.74 dB  Temperatura: 75ºC Tabla 4-11. Análisis de funcionamiento del amplificador de carga en esquinas a 75ºC Medida TT FS SF FF SS Sensibilidad 227.78 dB V/C 227.77 dB V/C 227.78 dB V/C 227.77 dB V/C 227.78 dB V/C Offset (salida) 7.521 mV 8.458 mV 7.261 mV 11.18 mV 6.24 mV SNR 61.04 dB 61.27 dB 60.72 dB 61.40 dB 60.57 dB A la vista de los resultados podemos concluir que ni la SNR ni la sensibilidad experimentan cambios notables, sin embargo, el offset a la salida en el caso de FF sufre una subida de hasta 25 mV en el peor caso, lo cual no es un problema ya que nuestro rango de salida tiene holgura suficiente para soportar esa variación. 29 29 Diseño de un receptor integrado para comunicación mediante ultrasonidos en canal metálico 30 30 Diseño de un receptor integrado para comunicación mediante ultrasonidos en canal metálico 5 DISEÑO DEL LAYOUT 5.1 Introducción En este capítulo se va a proceder a explicar cómo se ha diseñado el layout, se explicará el porqué de la ubicación y la elección de los distintos componentes, el dimensionamiento de los transistores, las técnicas usadas para machearlos y se realizará una comparativa de resultados entre esquemático y layout. 5.2 Floorplanning La realización de un Floorplanning es de bastante importancia a la hora de diseñar el layout de un circuito porque podremos situar los componentes, decidir las formas que tendrán y el área que ocuparán. Para la realización de nuestro Floorplanning se han seguido los siguientes pasos. En primer lugar, el área. Se ha intentado que el circuito quede los más cuadrado y pequeño posible para ahorrar área en la oblea de silicio ya que como se sabe, es lo más costoso. En segundo lugar, se han marcado los ejes de simetría, se han señalado los transistores que se debían machear y se ha diseñado, en la medida de lo posible, para que el ancho de los transistores que componen una fila sea el mismo. Se ha usado un patrón de interdigitalización siguiendo un patrón de simetría inverso. En tercer lugar, se han agrupado los grupos de transistores del mismo tipo, NMOS o PMOS, en la misma región. Por último, se ha situado la resistencia (Rf) y la capacidad (Cf) de realimentación en un área de bajo stress para que evitar problemas de ruido o calentamiento. Siguiendo todos estos pasos se ha realizado el Floorplanning de la Figura 5-1. 31 31 Diseño de un receptor integrado para comunicación mediante ultrasonidos en canal metálico Figura 5-1. Floorplanning de los elementos del layout del amplificador de carga. 5.3 Layout de los distintos componentes 5.3.1 Layout de la resistencia de realimentación (Rf) Para realizar el layout de la resistencia de realimentación (Rf) se ha usado la resistencia oprrpresx de la librería propia de la tecnología, CMRF7SF ya que ofrece una alta resistividad por cuadro permitiendo integrar resistencias de MΩ en áreas de pocos cientos de µm2. En la Tabla 5-1 podemos ver los parámetros más importantes que se han elegido para crearla. Tabla 5-1. Parámetros de la resistencia de realimentación (Rf) Parámetro Valor Resistencia (Total) 1.00033 MΩ Resistencia 333.444 kΩ Ancho 500 nm Largo 98.7 µm Número de barras en serie 3 32 32 Diseño de un receptor integrado para comunicación mediante ultrasonidos en canal metálico Debido al alto valor resistivo, se ha optado por una resistencia compuesta por 3 resistencias de 333.444 kΩ en serie, como podemos apreciar en la Figura 5-2. Figura 5-2. Layout de la resistencia de realimentación (Rf). 5.3.2 Layout de la capacidad de realimentación (Cf) Para realizar la capacidad de realimentación (Cf) se ha usado la capacidad mimx de la librería propia de la tecnología, CMRF7SF. En este caso, para crear una capacidad de 4 pF se ha optado por conectar en paralelo 4 capacidades de 1 pF por razones de área. En la Tabla 5-2 podemos ver los parámetros más importantes que se han elegido para crear una capacidad de 1 pF. Tabla 5-2. Parámetros de la capacidad de realimentación (Cf). Parámetro Valor Capacitancia (efectiva) 999.4716 fF Largo 22 µm Ancho 22.35 µm Cabe destacar dos curiosidades acerca del layout de este tipo de capacidad. En primer lugar, para poder conectar este tipo de capacidades en necesario subir hasta la capa de metal AM, es decir, la última de las 7 capas de metales de las que consta esta tecnología (RX – M1 – M2 – M3 – M4 – MT – AM), y, en segundo lugar, para poder conectar el terminal negativo, que se encuentra en la capa MT, es necesario subir hacia la capa AM y volver a bajar hacia la MT. En la Figura 5-3 se puede apreciar lo anteriormente comentado y también se puede ver el aspecto final de las 4 capacidades de 1 pF conectadas en paralelo. Figura 5-3. Layout de la capacidad de realimentación (Cf). 5.3.3 Layout del amplificador operacional Para poder hacer un buen layout del amplificador ha sido necesario dividir los transistores de forma que se pueda aplicar el patrón de interdigitalización que se propuso en el Floorplanning. En las Tablas 5-3 y 5-4 se indica el ancho, el largo y el multiplier de cada transistor NMOS y PMOS respectivamente. 33 33 Diseño de un receptor integrado para comunicación mediante ultrasonidos en canal metálico Tabla 5-3. Dimensiones de los transistores NMOS. NMOS Multiplier Ancho Largo TN6 – TN1 – TN17 1 2.2 µm 360 nm TN7 – TN12 10 2.2 µm 360 nm TN8 1 640 nm 360 nm TN9 – TN11 10 640 nm 360 nm TN4 – TN0 – TN18 1 720 nm 360 nm TN10 20 720 nm 360 nm TN2 1 450 nm 3.21 µm Tabla 5-4. Dimensiones de los transistores PMOS. PMOS Multiplier Ancho Largo TP4 – TP5 1 4.2 µm 360 nm TP11 1 620 nm 360 nm TP1 – TP7 10 4.2 µm 360 nm TP2 – TP3 – TP10 1 4.2 µm 360 nm TP0 – TP6 10 4.2 µm 360 nm A la hora de diseñar el layout de un transistor se han tenido en cuenta varios aspectos. En primer lugar, los óxidos de las puertas de los transistores están sujetos a daños por carga durante el proceso de fabricación de la oblea. Procesos energéticos como el grabado de iones negativos y la deposición de plasma pueden conducir a una acumulación de carga en la puerta con relación al sustrato de la oblea. Si la carga en la puerta tiene el potencial suficiente, el óxido de la puerta se romperá. Para evitar esto, se proporciona un camino de descarga alternativo desde el nodo de puerta al sustrato, utilizando un diodo de sustrato [15]. En nuestro caso, a cada puerta de cada transistor se ha conectado un diodo nTiedown en el caso de los NMOS y pTiedown en el caso de los PMOS a través de metal 1. Dichos diodos se pueden encontrar en la librería propia de la tecnología, CMRF7SF. Y, en segundo lugar, se debe de hablar sobre los anillos de guarda. El principio de un anillo de guarda es rodear al transistor con conductores que puedan capturar las corrientes espurias que circulan por el sustrato y, al mismo tiempo, mantener entre el anillo y el transistor, la menos diferencia de potencia posible [14]. En nuestro caso se ha optado por rodear cada transistor NMOS o PMOS con dos anillos de guarda, uno conectado al potencial más positivo (Vdd) y el otro conectado al potencial más negativo (Vss), según proceda. También es necesario, por la misma razón que se ha explicado anteriormente, tener conectado un diodo nTiedown en el anillo interior de los PMOS. En la Figura 5-4 podemos ver el layout de un transistor NMOS. Vemos como la puerta se encuentra conectada 40 40 Diseño de un receptor integrado para comunicación mediante ultrasonidos en canal metálico 41 41 Diseño de un receptor integrado para comunicación mediante ultrasonidos en canal metálico REFERENCIAS [1] «Jimdo,» [En línea]. Disponible en: http://jamgmantenimiento.jimdo.com/redes/redes-cableadas/. [2] «Wikipedia,» [En línea]. Disponible en: https://es.wikipedia.org/wiki/Jaula_de_Faraday. [3] R. Welle, "Ultrasonic data communication system," Nov. 9 1999, US Patent 5,982,297. [4] «Drexel.edu,» [En línea]. Disponible en: https://idea.library.drexel.edu/islandora/object/idea%3A3343/datastream/OBJ/download/High_bit- rate_digital_communication_through_metal_channels.pdf. [5] G. J. Saulnier, H. A. Scarton, A. J. Gavens, D. A. Shoudy, T. L. Murphy, M. Wetzel, S. Bard, S. Roa- Prada, y P. Das, "P1g-4 through-wall communication of low-rate digital data using ultrasound," en Ultrasonics Symposium, 2006. IEEE, oct. 2006, pp. 1385-1389. [6] D. Shoudy, G. Saulnier, H. A. Scarton, P. Das, S. Roa-Prada, J.Ashdown y A. Gavens, "P3f-5 an ultrasonic through-wall communication system with power harvesting," en Ultrasonic Symposium, 2007. IEEE, oct. 2007, pp. 1848-1853. [7] M. Kluge, T. Becker, J. Schalk, y T. Otterpohl, "Remote acoustic powering and data transmission for sensors inside of conductive envelopes," en Sensors, 2008 IEEE, oct. 2008, pp. 41-44. [8] «Quecomoquien,» [En línea]. Disponible en: http://quecomoquien.republica.com/ciencia/enviar-energia- y-datos-sin-cables-mediante-ultrasonidos.html. [9] «Rapidonline,» [En línea]. Disponible en: https://www.rapidonline.com/prowave-400ep250-40KHz- plastic-ultrasonic-transceiver-enclosed-type-35-1775. [10] A. Carlosena, A. J. López-Martín y M. Massarotto, "Charge Amplifiers," en Encyclopedia of Sensors, 2006, pp 1-13. 42 42 Diseño de un receptor integrado para comunicación mediante ultrasonidos en canal metálico [11] B. Razavi, "Operational Amplifiers", en Design of Analog CMOS Integrated Circuits, 2001, pp. 291-336 [12] «Wikipedia,» [En línea]. Disponible en: https://en.wikipedia.org/wiki/Cascode [13] «Prezi,» [En línea]. Disponible en: https://prezi.com/dgvay3n0ndbr/amplificadores-cascode/ [14] L. Veraguas y J. Pere, en Compatibilidad electromagnética y seguridad funcional en sistemas electrónicos, 2010. [15] Design Kit and Technology Training CMOS7RF (CMRF7SF) V1800, IBM Microelectronics. 43 43 Diseño de un receptor integrado para comunicación mediante ultrasonidos en canal metálico 44 44 Diseño de un receptor integrado para comunicación mediante ultrasonidos en canal metálico GLOSARIO CMOS: Complementary Metal Oxide Semiconductor 2 SNR: Signal to Noise Ratio 2 OFDM: Orthogonal Frecuency Division Multiplexing 9 NMOS: Negative channel Metal Oxide Semiconductor 18 PMOS: P-channel Metal Oxide Semiconductor 19 DC: Direct Current 21 GBW: Gain Bandwidth Product 22 OPAMP: Amplificador operacional 23 DRC: Design Rule Checking 40 LVS: Layout Versus Schematic 40 ADC: Analog to Digital Converter 43 45 45 Diseño de un receptor integrado para comunicación mediante ultrasonidos en canal metálico 46 46 Diseño de un receptor integrado para comunicación mediante ultrasonidos en canal metálico ANEXOS 47 47 Diseño de un receptor integrado para comunicación mediante ultrasonidos en canal metálico 48 48 Diseño de un receptor integrado para comunicación mediante ultrasonidos en canal metálico ANEXO A: DOCUMENTACIÓN DEL SENSOR DE ULTRASONIDOS 400EP250 49 49 Diseño de un receptor integrado para comunicación mediante ultrasonidos en canal metálico 100 1000 10000 100000 35 36 37 38 39 40 41 42 43 44 45 Frequency (KHz) Z (Ohm) -90.0 -60.0 -30.0 0.0 30.0 60.0 90.0 θ( ° ) Fr Fa Impedance at resonant frequency (Fr): Z∠θ = 329∠-0.5° Impedance at anti-resonant frequency (Fa): Z∠θ = 13300∠-34° Figure 8 0 3000 6000 9000 12000 15000 18000 35 36 37 38 39 40 41 42 43 44 45 Frequency (KHz) R (Ohm) -9000 -6000 -3000 0 3000 6000 9000 X (Ohm) Fr Fa Impedance at resonant frequency (Fr): R+jX = 329-j3 Impedance at anti-resonant frequency (Fa): R+jX = 11026-j7437 Figure 9 Increasing temperature will lower the resonant frequency and thus the point at which the phase changes will occur . The test circuit shown as below may be used to measure the resonant, anti-resonant frequencies and impedance characteristics of our piezo ceramic type ultrasonic transducers. Vin Vout 10 Transducer under test 10 100 10K 10 turns 18 3 54 7 Adjust input frequency to obtain maximum Vout, Switch in variable resistor and adjust to obtain same voltage output. The value of variable resistor now equals to the minimum series impedance. Adjust frequency to obtain minimum Vout. Switch in variable resistor and adjust to obtain same voltage output. The value of variable resistor now equals to the maximum series impedance at the anti-resonant frequency. Figure 10 The resistor values of voltage divider, 100 and 10 ohms, probably need to be modified for better Vout resolution while measuring anti-resonant impedance. How Far the transducer could reach? One of the most frequently asked questions is “How far the transducer could reach?”. This question can be answered by a simple calculation that is based on the published specifications in the Ultrasonic Ceramic Transducer Data Sheets. The basic procedure is to first determine the minimum sound pressure level developed at the front end of the receiver for a specific transmitter driving voltage and distance between the transmitter and receiver (transceiver has double distance between reflect target). This SPL must then be converted “Pa” (Pascal) or “µbar” (microbar) units. The sensitivity of the receiver must then be converted from a dB reference to an absolute mV/Pa or µbar level present to obtain the final output. Assume a 400ST160 transmitter is driven at a level of 20Vrms and a 400SR160 receiver is located 5 meters from the transmitter and loaded with a 3.9K Ohm resistor (loaded resistor value varies receiver sensitivity, please see “Acoustic Performance” of transducer data sheet). Data sheet of 400ST/R160 shows: Transmitting Sound Pressure Level at 40.0Khz; 0dB re 0.0002µbar per 10Vrms at 30cm 120dB min. Receiving Sensitivity at 40.0Khz 0dB = 1 volt/µbar -65dB min. Determining SPL at the front end of Receiver SPL Gain for 20Vrms driving voltage = 20 * log (20V / 10V) = 6 dB SPL Reduction at 5 meters = 20 * log (30 cm / 500 cm) = -24.4 dB Wave absorption (refer to Figure 2) = 0.1886 dB/m * 5 = 0.94 dB The SPL at 5 meters becomes = 120 + 6 – 24.4 – 0.94 = 100.6 dB Converting SPL to µbar: 100.6 dB = 20 * log ( X / 0.0002 µbar) X= 21.4 µbar Determining Receiver Sensitivity in Volts/µbar Converting Sensitivity to Volt/µbar: -65 dB = 20 * log ( X / 1 Volt/µbar) X= 0.56 mV/µbar Voltage generated under 21.4 µbar = 0.56 * 21.4 = 11.98 mV This is the calculated voltage developed under the assumed conditions. The actual voltage output will be varied depending on the environmental conditions and absorption or reflection characteristics of target materials in or near the emanating beam. Users, then, have to judge whether this receiving voltage level is large enough for electronic processing. The analysis is necessary to the fundamental understanding of the principals of sound wave propagation and detection but it is tedious. The figure 10 below is a graphical representation of previous analysis which may be used once in the SPL at the receiver is determined. Enter the graph from the SPL axis and proceed upward to an intersection with –dB sensitivity level of the receiver using the 1V/µbar referenced data. Follow a horizontal line to the “Y” axis to obtain the receiver output in μV. Receiver Sensitivity 10 100 1,000 10,000 100,000 1,000,000 10,000,000 0 10 20 30 40 50 60 70 80 90 100 110 120 130 140 Sound Pressure Level (dB) Receiver Voltage Output (μV) -40dB -50dB -60dB -70dB -80dB -90dB -100dB Figure 11 Ultrasonic Echo Ranging Ultrasonic ranging systems are used to determine the distance to an object by measuring the time required for an ultrasonic wave to travel to the object and return to the source. This technique is frequently referred to as “echo ranging”. The distance to the object may be related to the time it will take for an ultrasonic pulse to propagate the distance to the object and return to the source by dividing the total distance by the speed of sound which is 344 meters/second or 13.54 inches/millisecond. Below is a block diagram that illustrates the basic design concept and functional elements in a typical ranging system. TCG AmplifierPre-Amplifier MCU Bandpass Filter Comparator Matching Circuit T/R Switch Tone Burst/Pulse Generator Transceiver Figure 12 The driving signal can be either a tone burst of suitable burst number, which depends on the rising time of transceiver, or a pulse that will result in the transmission of a few cycles of ultrasonic energy. MCU starts a counter when tone burst starting, which is stopped by the detected returning echo. The count is thus directly proportional to the propagation time of the ultrasonic wave. The matching circuit tunes out the imaginary part of transceiver and also plays as a impedance matching bridge for maximizing energy transfer. The returning ultrasonic echo is usually very weak and the key to designing a good ranging system is to utilize a high “Q” tuned frequency amplifier stage that will significantly amplify any signal at the frequency of the ultrasonic echo while rejecting all other higher or lower frequencies. Another useful technique is to make the gain of the echo amplifier increase with time such that the amplifier gain compensates for the proportional decrease in the signal strength with distance or time. This amplifier is called as TGC (Time Controlled Gain) Amplifier. For more detail information of Ultrasonic Echo Ranging please refer to the data sheet of our Sonar Ranging IC, PW-0268 and other recommend circuit diagrams. Copyright © 2005 Pro-Wave Electronics Corp. 8/30/2005 Diseño de un receptor integrado para comunicación mediante ultrasonidos en canal metálico ANEXO B: DATASHEET DEL OPAMP LMC6001 61 61 Diseño de un receptor integrado para comunicación mediante ultrasonidos en canal metálico 62 62 LMC6001 www.ti.com SNOS694H –MARCH 1995–REVISED MARCH 2013 LMC6001 Ultra Ultra-Low Input Current Amplifier Check for Samples: LMC6001 1FEATURES DESCRIPTION Featuring 100% tested input currents of 25 fA max., 2• (Max Limit, 25°C Unless Otherwise Noted) low operating power, and ESD protection of 2000V, • Input Current (100% Tested): 25 fA the LMC6001 achieves a new industry benchmark for • Input Current Over Temp.: 2 pA low input current operational amplifiers. By tightly controlling the molding compound, Texas Instruments • Low Power: 750 μAis able to offer this ultra-low input current in a lower • Low VOS: 350 μVcost molded package. • Low Noise: 22 nV/√Hz @1 kHz Typ. To avoid long turn-on settling times common in other low input current opamps, the LMC6001A is tested 3 APPLICATIONS times in the first minute of operation. Even units that • Electrometer Amplifier meet the 25 fA limit are rejected if they drift. • Photodiode Preamplifier Because of the ultra-low input current noise of 0.13 • Ion Detector fA/√Hz, the LMC6001 can provide almost noiseless amplification of high resistance signal sources. • A.T.E. Leakage Testing Adding only 1 dB at 100 kΩ, 0.1 dB at 1 MΩand 0.01 dB or less from 10 MΩto 2,000 MΩ, the LMC6001 is an almost noiseless amplifier. The LMC6001 is ideally suited for electrometer applications requiring ultra-low input leakage such as sensitive photodetection transimpedance amplifiers and sensor amplifiers. Since input referred noise is only 22 nV/√Hz, the LMC6001 can achieve higher signal to noise ratio than JFET input type electrometer amplifiers. Other applications of the LMC6001 include long interval integrators, ultra-high input impedance instrumentation amplifiers, and sensitive electrical-field measurement circuits. Connection Diagrams Figure 1. 8-Pin PDIP (Top View) Figure 2. 8-Pin TO-99 (Top View) See P Package See LMC Package These devices have limited built-in ESD protection. The leads should be shorted together or the device placed in conductive foam during storage or handling to prevent electrostatic damage to the MOS gates. 1 Please be aware that an important notice concerning availability, standard warranty, and use in critical applications of Texas Instruments semiconductor products and disclaimers thereto appears at the end of this data sheet. 2All trademarks are the property of their respective owners. PRODUCTION DATA information is current as of publication date. Copyright © 1995–2013, Texas Instruments Incorporated Products conform to specifications per the terms of the Texas Instruments standard warranty. Production processing does not necessarily include testing of all parameters. LMC6001 SNOS694H –MARCH 1995–REVISED MARCH 2013 www.ti.com Absolute Maximum Ratings(1)(2) Differential Input Voltage ±Supply Voltage Voltage at Input/Output Pin (V+) + 0.3V, (V−)−0.3V Supply Voltage (V+−V−)−0.3V to +16V Output Short Circuit to V+See(3)(4) Output Short Circuit to V−See(3) (Soldering, 10 Sec.) Lead Temperature 260°C Storage Temperature −65°C to +150°C Junction Temperature 150°C Current at Input Pin ±10 mA Current at Output Pin ±30 mA Current at Power Supply Pin 40 mA Power Dissipation See(5) ESD Tolerance(5) 2 kV (1) Absolute Maximum Ratings indicate limits beyond which damage to the device may occur. Operating Ratings indicate conditions for which the device is intended to be functional but do not ensure specific performance limits. For ensured specifications and test conditions, see the Electrical Characteristics. The ensured specifications apply only for the test conditions listed. (2) If Military/Aerospace specified devices are required, please contact the Texas Instruments Sales Office/ Distributors for availability and specifications. (3) Applies to both single supply and split supply operation. Continuous short circuit operation at elevated ambient temperature can result in exceeding the maximum allowed junction temperature of 150°C. Output currents in excess of ±30 mA over long term may adversely affect reliability. (4) Do not connect the output to V+, when V+is greater than 13V or reliability will be adversely affected. (5) Human body model, 1.5 kΩin series with 100 pF. Operating Ratings(1) Temperature Range (LMC6001AI, LMC6001BI, LMC6001CI) −40°C ≤TJ≤+85°C Supply Voltage 4.5V ≤V+≤15.5V Thermal Resistance(2) θJA, P Package 100°C/W θJA, LMC Package 145°C/W θJC, LMC Package 45°C/W Power Dissipation See(3) (1) Absolute Maximum Ratings indicate limits beyond which damage to the device may occur. Operating Ratings indicate conditions for which the device is intended to be functional but do not ensure specific performance limits. For ensured specifications and test conditions, see the Electrical Characteristics. The ensured specifications apply only for the test conditions listed. (2) All numbers apply for packages soldered directly into a printed circuit board. (3) For operating at elevated temperatures the device must be derated based on the thermal resistance θJA with PD= (TJ−TA)/θJA. 2Submit Documentation Feedback Copyright © 1995–2013, Texas Instruments Incorporated Product Folder Links: LMC6001 LMC6001 www.ti.com SNOS694H –MARCH 1995–REVISED MARCH 2013 DC Electrical Characteristics Limits in standard typeface ensured for TJ= 25°C and limits in boldface type apply at the temperature extremes. Unless otherwise specified, V+= 5V, V−= 0V, VCM = 1.5V, and RL> 1M. Conditions Limits(2) Symbol Parameter Typical(1) Units LMC6001AI LMC6001BI LMC6001CI IBInput Current Either Input, VCM = 0V, VS= 10 25 100 1000 ±5V 2000 4000 4000 fA IOS Input Offset Current 5 1000 2000 2000 VOS Input Offset Voltage 0.35 1.0 1.0 1.0 1.7 2.0 mV VS= ±5V, VCM = 0V 0.7 1.35 1.35 1.35 2.0 TCVOS Input Offset Voltage Drift 2.5 10 10 μV/°C RIN Input Resistance >1 Tera Ω CMRR Common Mode 0V ≤VCM ≤7.5V 83 75 72 66 Rejection Ratio V+= 10V 72 68 63 +PSRR Positive Power Supply 5V ≤V+≤15V 83 73 66 66 dB min Rejection Ratio 70 63 63 −PSRR Negative Power 0V ≥V−≥ −10V 94 80 74 74 Supply Rejection Ratio 77 71 71 AVLarge Signal Voltage Sourcing, RL= 2 kΩ(3) 1400 400 300 300 Gain 300 200 200 V/mV min Sinking, RL= 2 kΩ(3) 350 180 90 90 100 60 60 VCM Input Common-Mode V+= 5V and 15V For CMRR −0.4 −0.1 −0.1 −0.1 V Voltage ≥60 dB max 0 0 0 V+−1.9 V+−2.3 V+−2.3 V+−2.3 V min V+−2.5 V+−2.5 V+−2.5 VOOutput Swing V+= 5V 4.87 4.80 4.75 4.75 V RL= 2 kΩto 2.5V min 4.73 4.67 4.67 0.10 0.14 0.20 0.20 V max 0.17 0.24 0.24 V+= 15V 14.63 14.50 14.37 14.37 V RL= 2 kΩto 7.5V min 14.34 14.25 14.25 0.26 0.35 0.44 0.44 V max 0.45 0.56 0.56 IOOutput Current Sourcing, V+= 5V, VO= 0V 22 16 13 13 10 8 8 Sinking, V+= 5V, VO= 5V 21 16 13 13 13 10 10 mA min Sourcing, V+= 15V, VO= 0V 30 28 23 23 22 18 18 Sinking, V+= 15V, VO= 34 28 23 23 13V(4) 22 18 18 (1) Typical values represent the most likely parametric norm. (2) All limits are specified by testing or statistical analysis. (3) V+= 15V, VCM = 7.5V and RLconnected to 7.5V. For Sourcing tests, 7.5V ≤VO≤11.5V. For Sinking tests, 2.5V ≤VO≤7.5V. (4) Do not connect the output to V+, when V+is greater than 13V or reliability will be adversely affected. Copyright © 1995–2013, Texas Instruments Incorporated Submit Documentation Feedback 3 Product Folder Links: LMC6001 LMC6001 SNOS694H –MARCH 1995–REVISED MARCH 2013 www.ti.com Figure 24. Examples of Guard Ring in PC Board Layout Figure 25. Inverting Amplifier Figure 26. Non-Inverting Amplifier Figure 27. Typical Connections of Guard Rings The designer should be aware that when it is inappropriate to lay out a PC board for the sake of just a few circuits, there is another technique which is even better than a guard ring on a PC board: Don't insert the amplifier's input pin into the board at all, but bend it up in the air and use only air as an insulator. Air is an excellent insulator. In this case you may have to forego some of the advantages of PC board construction, but the advantages are sometimes well worth the effort of using point-to-point up-in-the-air wiring. See Figure 28. 10 Submit Documentation Feedback Copyright © 1995–2013, Texas Instruments Incorporated Product Folder Links: LMC6001 LMC6001 www.ti.com SNOS694H –MARCH 1995–REVISED MARCH 2013 (Input pins are lifted out of PC board and soldered directly to components. All other pins connected to PC board). Figure 28. Air Wiring Another potential source of leakage that might be overlooked is the device package. When the LMC6001 is manufactured, the device is always handled with conductive finger cots. This is to assure that salts and skin oils do not cause leakage paths on the surface of the package. We recommend that these same precautions be adhered to, during all phases of inspection, test and assembly. LATCHUP CMOS devices tend to be susceptible to latchup due to their internal parasitic SCR effects. The (I/O) input and output pins look similar to the gate of the SCR. There is a minimum current required to trigger the SCR gate lead. The LMC6001 is designed to withstand 100 mA surge current on the I/O pins. Some resistive method should be used to isolate any capacitance from supplying excess current to the I/O pins. In addition, like an SCR, there is a minimum holding current for any latchup mode. Limiting current to the supply pins will also inhibit latchup susceptibility. Typical Applications The extremely high input resistance, and low power consumption, of the LMC6001 make it ideal for applications that require battery-powered instrumentation amplifiers. Examples of these types of applications are hand-held pH probes, analytic medical instruments, electrostatic field detectors and gas chromotographs. TWO OPAMP, TEMPERATURE COMPENSATED pH PROBE AMPLIFIER The signal from a pH probe has a typical resistance between 10 MΩand 1000 MΩ. Because of this high value, it is very important that the amplifier input currents be as small as possible. The LMC6001 with less than 25 fA input current is an ideal choice for this application. The theoretical output of the standard Ag/AgCl pH probe is 59.16 mV/pH at 25°C with 0V out at a pH of 7.00. This output is proportional to absolute temperature. To compensate for this, a temperature compensating resistor, R1, is placed in the feedback loop. This cancels the temperature dependence of the probe. This resistor must be mounted where it will be at the same temperature as the liquid being measured. The LMC6001 amplifies the probe output providing a scaled voltage of ±100 mV/pH from a pH of 7. The second opamp, a micropower LMC6041 provides phase inversion and offset so that the output is directly proportional to pH, over the full range of the probe. The pH reading can now be directly displayed on a low cost, low power digital panel meter. Total current consumption will be about 1 mA for the whole system. The micropower dual operational amplifier, LMC6042, would optimize power consumption but not offer these advantages: 1. The LMC6001A ensures a 25 fA limit on input current at 25°C. 2. The input ESD protection diodes in the LMC6042 are only rated at 500V while the LMC6001 has much more robust protection that is rated at 2000V. The setup and calibration is simple with no interactions to cause problems. 1. Disconnect the pH probe and with R3 set to about mid-range and the noninverting input of the LMC6001 grounded, adjust R8 until the output is 700 mV. 2. Apply −414.1 mV to the noninverting input of the LMC6001. Adjust R3 for and output of 1400 mV. This completes the calibration. As real pH probes may not perform exactly to theory, minor gain and offset adjustments should be made by trimming while measuring a precision buffer solution. Copyright © 1995–2013, Texas Instruments Incorporated Submit Documentation Feedback 11 Product Folder Links: LMC6001 LMC6001 SNOS694H –MARCH 1995–REVISED MARCH 2013 www.ti.com R1 100k + 3500 ppm/°C R2 68.1k R3, 8 5k R4, 9 100k R5 36.5k R6 619k R7 97.6k D1 LM4040D1Z-2.5 C1 2.2 μF (1) Micro-ohm style 137 or similar Figure 29. pH Probe Amplifier ULTRA-LOW INPUT CURRENT INSTRUMENTATION AMPLIFIER Figure 30 shows an instrumentation amplifier that features high differential and common mode input resistance (>1014Ω), 0.01% gain accuracy at AV= 1000, excellent CMRR with 1 MΩimbalance in source resistance. Input current is less than 20 fA and offset drift is less than 2.5 μV/°C. R2provides a simple means of adjusting gain over a wide range without degrading CMRR. R7is an initial trim used to maximize CMRR without using super precision matched resistors. For good CMRR over temperature, low drift resistors should be used. If R1= R5, R3= R6, and R4= R7; then ∴AV≈100 for circuit shown (R2= 9.85k). Figure 30. Instrumentation Amplifier 12 Submit Documentation Feedback Copyright © 1995–2013, Texas Instruments Incorporated Product Folder Links: LMC6001 LMC6001 www.ti.com SNOS694H –MARCH 1995–REVISED MARCH 2013 REVISION HISTORY Changes from Revision F (March 2013) to Revision H Page • Changed layout of National Data Sheet to TI format .......................................................................................................... 12 Copyright © 1995–2013, Texas Instruments Incorporated Submit Documentation Feedback 13 Product Folder Links: LMC6001 IMPORTANT NOTICE Texas Instruments Incorporated and its subsidiaries (TI) reserve the right to make corrections, enhancements, improvements and other changes to its semiconductor products and services per JESD46, latest issue, and to discontinue any product or service per JESD48, latest issue. Buyers should obtain the latest relevant information before placing orders and should verify that such information is current and complete. All semiconductor products (also referred to herein as “components”) are sold subject to TI’s terms and conditions of sale supplied at the time of order acknowledgment. TI warrants performance of its components to the specifications applicable at the time of sale, in accordance with the warranty in TI’s terms and conditions of sale of semiconductor products. Testing and other quality control techniques are used to the extent TI deems necessary to support this warranty. Except where mandated by applicable law, testing of all parameters of each component is not necessarily performed. TI assumes no liability for applications assistance or the design of Buyers’ products. Buyers are responsible for their products and applications using TI components. To minimize the risks associated with Buyers’ products and applications, Buyers should provide adequate design and operating safeguards. TI does not warrant or represent that any license, either express or implied, is granted under any patent right, copyright, mask work right, or other intellectual property right relating to any combination, machine, or process in which TI components or services are used. Information published by TI regarding third-party products or services does not constitute a license to use such products or services or a warranty or endorsement thereof. Use of such information may require a license from a third party under the patents or other intellectual property of the third party, or a license from TI under the patents or other intellectual property of TI. Reproduction of significant portions of TI information in TI data books or data sheets is permissible only if reproduction is without alteration and is accompanied by all associated warranties, conditions, limitations, and notices. TI is not responsible or liable for such altered documentation. Information of third parties may be subject to additional restrictions. Resale of TI components or services with statements different from or beyond the parameters stated by TI for that component or service voids all express and any implied warranties for the associated TI component or service and is an unfair and deceptive business practice. TI is not responsible or liable for any such statements. Buyer acknowledges and agrees that it is solely responsible for compliance with all legal, regulatory and safety-related requirements concerning its products, and any use of TI components in its applications, notwithstanding any applications-related information or support that may be provided by TI. Buyer represents and agrees that it has all the necessary expertise to create and implement safeguards which anticipate dangerous consequences of failures, monitor failures and their consequences, lessen the likelihood of failures that might cause harm and take appropriate remedial actions. Buyer will fully indemnify TI and its representatives against any damages arising out of the use of any TI components in safety-critical applications. In some cases, TI components may be promoted specifically to facilitate safety-related applications. With such components, TI’s goal is to help enable customers to design and create their own end-product solutions that meet applicable functional safety standards and requirements. Nonetheless, such components are subject to these terms. No TI components are authorized for use in FDA Class III (or similar life-critical medical equipment) unless authorized officers of the parties have executed a special agreement specifically governing such use. Only those TI components which TI has specifically designated as military grade or “enhanced plastic” are designed and intended for use in military/aerospace applications or environments. Buyer acknowledges and agrees that any military or aerospace use of TI components which have not been so designated is solely at the Buyer's risk, and that Buyer is solely responsible for compliance with all legal and regulatory requirements in connection with such use. TI has specifically designated certain components as meeting ISO/TS16949 requirements, mainly for automotive use. In any case of use of non-designated products, TI will not be responsible for any failure to meet ISO/TS16949. Products Applications Audio www.ti.com/audio Automotive and Transportation www.ti.com/automotive Amplifiers amplifier.ti.com Communications and Telecom www.ti.com/communications Data Converters dataconverter.ti.com Computers and Peripherals www.ti.com/computers DLP® Products www.dlp.com Consumer Electronics www.ti.com/consumer-apps DSP dsp.ti.com Energy and Lighting www.ti.com/energy Clocks and Timers www.ti.com/clocks Industrial www.ti.com/industrial Interface interface.ti.com Medical www.ti.com/medical Logic logic.ti.com Security www.ti.com/security Power Mgmt power.ti.com Space, Avionics and Defense www.ti.com/space-avionics-defense Microcontrollers microcontroller.ti.com Video and Imaging www.ti.com/video RFID www.ti-rfid.com OMAP Applications Processors www.ti.com/omap TI E2E Community e2e.ti.com Wireless Connectivity www.ti.com/wirelessconnectivity Mailing Address: Texas Instruments, Post Office Box 655303, Dallas, Texas 75265 Copyright © 2013, Texas Instruments Incorporated