Desarrollo de sistema electrónico de control de un variador de cinco fases para vehículo eléctrico CROSS RIDER

Trabajo de Fin de Máster Máster en Ingeniería Industrial Desarrollo de sistema de electrónico de control de un variador de cinco fases para vehículo eléctrico CROSS RIDER. Autor: Pablo Montero Robina Tutor: Federico J.Barrero García Ignacio González Prieto Departamento de Ingeniería Electrónica Escuela técnica superior de Ingeniería Universidad de Sevilla Sevilla, 2016 1 2 Trabajo de Fin de Máster Máster en Ingeniería Industrial Desarrollo de sistema electrónico de control de un variador de cinco fases para vehículo eléctrico CROSS RIDER Autor: Pablo Montero Robina Tutor: Federico J. Barrero García Ignacio González Prieto Departamento de Ingeniería Electrónica Escuela técnica superior de Sevilla Universidad de Sevilla Sevilla, 2016 3 4 Índice Índice ..................................................................................................................... 4 1. Introducción ............................................................................................... 9 1.1 Antecedentes .......................................................................................... 9 1.2 Objetivos ................................................................................................. 9 1.3 Resumen ............................................................................................... 11 1.3.1 Estructura del módulo electrónico .................................................. 11 1.3.2 Descripción física ............................................................................. 12 2. Análisis del sistema de propulsión ........................................................... 16 2.1 Análisis Básico ....................................................................................... 16 2.1.1 Funcionamiento del Modulador PWM ............................................ 16 2.1.2 Sensores, realimentación del control y modulación ....................... 17 2.1.3 DSP TMS320F28335 ......................................................................... 19 2.1.4 Batería .............................................................................................. 19 2.1.5 Motor ............................................................................................... 21 2.2 Análisis del sistema de propulsión multifásico ..................................... 22 2.2.1 Batería .............................................................................................. 23 2.2.2 Convertidor DC/AC y disparos de interruptores de potencia ......... 25 2.2.3 Sensores de corriente, tensión y velocidad .................................... 27 2.3 Dispositivos semiconductores de potencia .......................................... 30 2.3.1 Cálculos de pérdidas MOSFETs ........................................................ 31 2.3.2 Cálculos de pérdidas IGBT ............................................................... 35 2.3.3 Selección dispositivo de potencia .................................................... 37 2.4 Generación de disparos y aislamiento galvánico.................................. 38 2.4.1 Tensiones de alimentación aisladas ................................................ 38 2.4.2 Generación de disparos ................................................................... 42 2.5 Medición de Corriente .......................................................................... 45 2.5.1 Aislamiento del circuito lógico del de potencia .............................. 47 2.5.2 Adaptación de la señal ..................................................................... 48 2.5.3 Conversión A/D y procesamiento .................................................... 52 5 2.6 Medición de velocidad .......................................................................... 53 2.7 Medición de tensión ............................................................................. 55 2.8 Procesador digital de señales ............................................................... 57 2.8.1 ¿Por qué el TMS320F28335? ........................................................... 58 2.8.2 Conexionado con el sistema ............................................................ 58 2.8.3 Periféricos y conexiones externas al DSP ........................................ 61 2.9 Circuito de Alimentación ...................................................................... 62 3. Diseño ....................................................................................................... 66 3.1 Conector DIMM100 .............................................................................. 66 3.2 Placa corriente y encóder ..................................................................... 66 3.2.1 Conectores de la placa ..................................................................... 67 3.2.2 Adaptación medida de corriente ..................................................... 68 3.2.3 Amplificador operacional ................................................................ 70 3.3 Placa PWM ............................................................................................ 71 3.3.1 Conectores de la placa ..................................................................... 71 3.3.2 Registro de errores y generación de la señal OE ............................. 72 3.3.3 Generación de disparos y multiplicado con OE ............................... 75 3.4 Placa Tensión ........................................................................................ 76 3.4.1 Medición de tensión ........................................................................ 76 3.4.2 Driver CAN ....................................................................................... 78 3.5 Placa Madre .......................................................................................... 79 3.5.1 Placas y Alimentaciones .................................................................. 79 3.5.2 Tarjeta SD ......................................................................................... 80 3.5.3 Conector RS232 ............................................................................... 81 3.5.4 Emulador JTAG ................................................................................. 82 3.6 Placa de Drivers ..................................................................................... 83 3.7 Placa de sensores .................................................................................. 87 4. Resultados ................................................................................................ 91 4.1 Resultados físicos .................................................................................. 91 4.1.1 Placa Corriente y encoder ............................................................... 91 4.1.2 Placa PWM ....................................................................................... 92 4.1.3 Placa Tensión ................................................................................... 93 6 4.1.4 Placa Madre ..................................................................................... 94 4.1.5 Placa Madre con placas insertadas ................................................. 95 4.2 Problemas encontrados ........................................................................ 95 5. Conclusiones y Trabajos futuros ............................................................... 99 5.1 Trabajos Futuros ................................................................................... 99 5.2 Conclusión ............................................................................................. 99 6. Bibliografía .............................................................................................. 101 7 8 Capítulo 1: Introducción En este primer capítulo, se describen los antecedentes y la situación global del proyecto al que se adhiere el presente trabajo, con el objetivo de definir el contexto en el que este se realiza. Se presentan así mismo los objetivos del trabajo, tanto transversales como generales. Para finalizar el capítulo, se realiza un breve adelanto del resultado final del trabajo. 15 Capítulo 2: Análisis En este capítulo se introducen los distintos aspectos y componentes implicados en la regulación de un motor de 5 fases en un medio vehicular. Se encuentra estructurado en tantos apartados como aspectos cubre el trabajo completo. Se exponen los componentes directamente implicados en la propulsión del vehículo, su funcionamiento, opciones a elegir y argumentación de los componentes elegidos. Se dedica un apartado a los dispositivos semiconductores y la comparativa entre opciones IGBT vs MOSFET. El resto de apartados incluyen la exposición de las distintas ecuaciones, diagramas de bloques, esquemas y componentes que se necesitan integrar en el sistema. En algunos casos se plantean las distintas alternativas y se justifican las decisiones tomadas. Las distintas funcionalidades planteadas son:  Generación de disparos para los semiconductores  Medición de la corriente del sistema multifásico  Medición de la velocidad del vehículo  Medición de la tensión de las baterías  Sistema digital procesador de señales  Esquema de alimentación del sistema de control 16 2. Análisis del sistema de propulsión 2.1 Análisis Básico En este apartado se presentan algunos de los módulos que componen a un vehículo eléctrico genérico. Esta presentación incluye tanto metodologías como descripciones de diversas alternativas. Algunas de estas metodologías son necesarias de conocer para comprender el fin que se pretende implementar en muchos casos. A modo de introducción se muestra un esquema básico de los distintos módulos que debe cubrir un vehículo eléctrico. Módulos implicados en el proyecto Fig. 4 Esquema básico de los módulos implicados en un vehículo eléctrico En esta misma figura se han señalado los módulos directamente implicados en el proyecto que se presenta. 2.1.1 Funcionamiento del Modulador PWM Antes de indagar sobre los elementos elegidos, se hará una breve introducción de la metodología de control de un motor multifásico partiendo de una fuente de tensión continua (sistemas de baterías en este caso). En la Fig. 5 se expone un puente H para el control de un motor de tensión continua. Este sistema permite alternar la polaridad en las bornas del motor a la vez que un control regulable (a través de PWM en los MOSFETs T1,T2,T3 y T4) de la tensión que alimentan las fases del motor, cambiando así su velocidad. 17 Fig. 5 Esquema básico de un puente H para control de un motor DC La extrapolación de este sistema a un motor multifásico consiste en utilizar esta configuración, pero para cada fase del mismo y utilizando solo 2 transistores por fase (en convertidores de dos niveles), consiguiendo alterar la tensión vista por la fase del motor. A través del control de la tensión de cada fase se puede regular la corriente que atraviese cada uno de ellas y, por tanto, generar una fuerza electromotriz controlable. Los aspectos referentes en este sentido que se han tenido en cuenta en este documento es que hay que asegurar que los transistores de la misma rama no disparen a la vez (T1 y T3; T2 y T4) para evitar un cortocircuito de la fuente de alimentación. Esto lo asegura el fabricante de los drivers de los elementos de potencia imponiendo un “tiempo muerto” entre la alternancia de disparos ya que el cierre de un transistor no es inmediato (capacidades parásitas, corrientes de cola, etc.). Para evitar lo anteriormente mencionado desde la placa de control, se propone utilizar una sola señal PWM para cada rama, siendo un ‘1’ lógico el equivalente al cierre del transistor superior (T1), quedando el opuesto (T3) abierto; y siendo un ‘0’ lógico el equivalente a la apertura del superior (T1), quedando el transistor opuesto (T3) abierto. Con esto se consigue simplificar el control, pero para llevarla a cabo hay que desdoblar la señal del PWM en su negado y enviar esta señal al transistor inferior de la fase que se esté controlando. Así se consigue un control de la fase en cuestión, lo que simplifica enormemente la elaboración del control. Repitiendo este esquema en las 5 ramas, resulta en el diseño del motor de pentafásico. Por todo esto, se puede concluir que es necesario un mínimo de 5 salidas con posibilidad de modulación PWM para el control del motor. 2.1.2 Sensores, realimentación del control y modulación Otro aspecto necesario para el control de un motor, y en general cualquier topología de control, es una realimentación de las acciones de control. En lo respectivo a esto, se debe distinguir entre el control final del vehículo y el control interno del motor. En el primer caso, se menciona la interacción entre usuario y vehículo como 18 objetivo principal. En el segundo caso, se habla de un subnivel de control en el que el sistema de control (DSP) fija una referencia para varios parámetros observables del sistema (corrientes, tensiones o velocidades de giro) y ejerce un control directo o indirecto sobre ellas para alcanzarlos. Por ejemplo, en el caso de una demanda de aceleración del vehículo (pisando el acelerador, por ejemplo) para el primer caso supone en incrementar la referencia de velocidad del vehículo. Sin embargo, para el segundo caso el sistema evalúa el estado del motor e incrementa su par mecánico. Será necesario, por lo tanto, evaluar la metodología de generación de par y determinar la variable a controlar. Seguidamente, se fija una referencia en ella y a través de la variable de control se busca alcanzar esta referencia (Fig. 6). Vehículo Fija referencia de aceleración DSP Fija referencia de par mecánico Motor Placa de control Disparos dispositivos semiconductores Lectura de corrientes actuales Apretar acelerador Determinar par mecánico actual Generación de disparos Incrementar par eléctrico Incrementar par mecánico Acelerar Acción Respuesta Fig. 6 Esquema de niveles y subniveles de una orden Este sistema que se acaba de describir realiza una serie de conversiones para traducir señales de alto nivel (orden del usuario) en señales de bajo nivel (modulación) que actúan sobre el motor. Pero para ejercer este último control (a bajo nivel) es necesario que el sistema pueda conocer el estado del sistema y de las variables observables. Por esta misma razón, se requiere de numerosos sensores que permitan conocer el propio estado del sistema. Generalmente, los sensores son analógicos, es decir, traducen la señal medida en un valor de tensión analógico (en algunos casos son valores de corriente que se traducen a una señal de tensión con una resistencia en serie), por ello se requiere de un convertidor que digitalice este valor para que el DSP pueda procesarlo. Todo esto se traduce en la necesidad de incorporar una etapa conversora de valores analógicos a digitales para cada parámetro medido. Por tanto, entre las 19 especificaciones que debe cumplir el DSP debe incluirse la disposición de un número de puertos conversores analógicos (Analog to Digital Converter: ADC) igual o superior a los parámetros que se requieran conocer para poder controlar el sistema. Resumiendo todo lo comentado en esta sección: El procesador de señales digitales que se vaya a implementar en este sistema requiere de un mínimo de 5 etapas PWM y de tantos puertos ADC como señales a medir se necesiten. 2.1.3 DSP TMS320F28335 Es objeto de este apartado presentar la principal elección llevada a cabo para diseñar el diseño del sistema electrónico de control: el sistema de procesamiento de señales digitales. Los requisitos que se plantearon anteriormente pasan por la necesidad de un mínimo de 5 moduladores PWM y un mínimo de 7 conversores ADC (cuatro sensores de corriente, un sensor de tensión para la batería y un encóder para la velocidad del motor). Además, se requiere una velocidad de computación aceptable, una interfaz de programación sencilla tanto para la programación online como para la programación externa y la posibilidad de guardar en memoria el software diseñado para el mismo. Cumpliendo todos estos requisitos esperados, se encuentre el TMS320F28335 de la serie C2000 de Texas Instruments (1). Fig. 7 ControlCard del DSP TMS320F28335 Este sistema posee hasta 7 salidas PWM, 16 canales ADC de 12 bits, periféricos para lecturas de pulsos de cuadratura y 150 MHz de velocidad de reloj lo que permite una velocidad de procesamiento rápido, así como de suficientes entradas y salidas para efectuar el control del sistema. Otro aspecto que también satisface es la inclusión de periféricos de comunicación, poseyendo así capacidad para realizar comunicaciones según el protocolo de Bus CAN, I2C y SPI. 2.1.4 Batería Uno de los aspectos más importantes a considerar en un vehículo es la autonomía que este presenta. Esto se traduce en la cantidad de tiempo o distancia 20 recorrida que puede realizar sin necesidad de repostar. En los vehículos tradicionales, esto es proporcional a la cantidad de combustible que quede en el depósito, pero para un vehículo eléctrico esto depende de la batería que se esté utilizando. Actualmente hay vehículos que utilizan la tecnología híbrida de los motores eléctricos y los motores tradicionales de combustión, asegurando así un bajo impacto ambiental y una gran autonomía. Puesto que este proyecto no contempla el uso de un motor de combustión alternativo, la autonomía está directamente ligada a la energía que puede almacenar la batería y por ello será un aspecto importante a considerar. Junto a ésta, surge el concepto de “memoria” de una batería, término que se refiere a la cantidad de ciclos de carga-descarga que puede realizar la batería en su periodo de vida útil antes de que sus características se hayan degradado a un nivel que no permita el uso del dispositivo. En un vehículo eléctrico, la cantidad de ciclos de carga-descarga deben ser lo suficientemente altos como para que no marquen el periodo de vida útil del vehículo, por lo que es un aspecto importante a considerar. Otro aspecto importante es el nivel de tensión que arroje, puesto que de no ser lo suficientemente alto como para poder alcanzar la tensión nominal del motor deberá incluirse un circuito elevador de tensión. Existe un amplio espectro de tecnologías de baterías actualmente, la que se seleccione para este proyecto debe ser capaz de soportar los picos de corriente usuales del arranque de motor, así como ser robusta para las sobretensiones y con una adecuada relación capacidad/volumen (puesto que se desea un equipo no muy voluminoso). Las tecnologías más populares:  Batería de plomo y ácido (2): Funcionan utilizando electrodos de plomo y ácido sulfúrico como electrolito. Pueden proporcionar grandes cantidades de corriente instantáneas, lo que los hace ideales para el arranque de motores. Tienen como inconveniente su elevado peso y volumen para los niveles de tensión que ofrece, puesto que cada celda de esta batería tiene únicamente 2 V, siendo necesario una cantidad ingente de celdas para alcanzar un nivel que sea compatible con el motor de este proyecto.  Batería de níquel-cadmio (3): Comúnmente usadas en ambientes domésticos e industriales por su capacidad para ser recargada fácilmente. Tienen como inconveniente que el cadmio es un elemento muy contaminante y que cada celda de esta topología suele producir 1.2 V únicamente. Poseen una mayor energía específica que las de plomo, pero una menor potencia específica.  Batería de ion litio (4): Tecnología que supera con creces las capacidades energéticas y la potencia específica de las anteriores. Su reducido peso, junto a 21 sus grandes capacidades para almacenar energía además de un gran número de ciclos (bajo “efecto memoria”) la hacen una tecnología ideal para la implementación en sistemas vehiculares. Las baterías suelen ser placas planas lo que facilita su compactación y suelen proporcionar el triple de tensión que las baterías níquel-cadmio. Tienen serios inconvenientes como su inflamabilidad y coste, lo que las descarta como los almacenadores de energía perfectos Con toda la información dispuesta anteriormente, queda claro que la tecnología más ventajosa para este proyecto es la utilización de baterías de Litio, asumiendo las desventajas que eso conlleva. 2.1.5 Motor Existen diversas topologías de motores eléctricos viables para este tipo de aplicaciones de velocidad variable, existiendo vehículos propulsados por motores de corriente continua, así como otros por motores de corriente alterna. El funcionamiento de los primeros limita mucho la maniobrabilidad, además de ser un motor más voluminoso y pesado para la misma potencia desarrollada. Esto limita estos motores a aplicaciones más ligeras o dónde el control sea un limitante. En el segundo caso hay un gran espectro de posibilidades para incluir: motores síncronos o asíncronos, de reluctancia fija o variable, con uno o más pares de polos, etc. Las especificaciones del motor, así como su diseño no son producto de este documento, pero se mencionará la topología elegida y porqué, ya que es necesario conocerlo para poder realizar un diseño adecuado a él. Fig. 8 a) Motor de continua Fig. 8 b) Motor asíncrono trifásico 22 Sabiendo que el control final sobre motores multifásicos consiste en regular la corriente de cada una de las fases, para controlar así el flujo magnético y el par electromagnético generado en el entrehierro, controlando de esta forma la velocidad mecánica del motor. Se sabe que la capacidad para generar par eléctrico depende en gran medida de la cantidad de polos que el motor disponga, de forma que un número bajo de pares de polos limita el par inferiormente mientras que si se incrementa este número se dispone de un mayor potencial para inducir par mecánico. Como contraposición, un elevado número de pares de polos se traduce en una mayor inversión en hardware, ya que el rotor del motor dispone de más devanados, lo que se traduce en una mayor voluminosidad del mismo. Con todo esto, se crea un sistema con pros y contras que debe ser optimizado de acuerdo a las especificaciones finales del proyecto. Por todo esto, el motor elegido consiste en un motor pentafásico de 5 Kw de potencia. 2.2 Análisis del sistema de propulsión multifásico En este apartado se expondrá el sistema que se quiere implementar, las especificaciones que deben cumplirse y las decisiones tomadas para ello. El esquema eléctrico del sistema es el mostrado en la Fig. 9. BATERÍA +- Convertidor DC/AC 5 fases Motor 5 Fig. 9 Esquema eléctrico básico del sistema Este esquema es el que se implantará en el medio vehicular CROSS RIDER en el que, partiendo de una batería de 148 V, se alcanzan y satisfacen el resto de necesidades del sistema de propulsión. El flujo de potencia se inicia en la batería, donde se almacena inicialmente. Seguidamente, se situará un condensador de alta capacidad que permita usarse como medio regulador del flujo de potencia ante posibles picos de demanda. Una 23 peculiaridad del sistema es el tipo de motor eléctrico a emplear, que se ha seleccionado de tipo multifásico, en concreto de 5 fases. El dispositivo que efectuará el control del motor pentafásico se trata de un convertidor de DC a AC basado en 5 ramas con dispositivos semiconductores de potencia. De cada rama de este convertidor emerge una de las fases del motor que alimentan a éste. Directamente relacionado con la metodología de control del motor, va implícita la necesidad de medida de varias variables (valores de las corrientes de fase del accionamiento) que caracterizan el modo de operación del sistema. También, es importante destacar que el sistema incluirá un estimador que determine el nivel de carga de la batería del vehículo para notificar al usuario del estado de ésta. En resumen, se requiere de 1 sensor de tensión para la batería y 4 sensores de corriente para el motor (ya que la suma de corriente de las 5 fases debe ser nula). El sistema a desarrollar deberá controlar el par y velocidad de giro del eje motor del vehículo. Para ello se requiere de un encóder a partir del cual se pueda obtener la velocidad de giro del motor. Entre las diversas topologías de dispositivos a elegir se ha optado por las de encóders de cuadratura de pulso por su facilidad a la hora de traducir estos pulsos a velocidad angular y dirección considerando que el DSP posee un periférico dedicado a ello (periférico QEP). 2.2.1 Batería Como ya se dijo anteriormente, se ha optado por la selección de una batería de 148 V como fuente de potencia del sistema. Para ser exactos, no se trata de una sola batería físicamente hablando, sino un conjunto de varias dispuestas en serie de forma que puedan ofrecer la tensión y potencia demandada. Al ser la fuente de potencia del sistema completo es necesario que también supla de alimentación a la circuitería lógica del sistema de control. Aunque esta última no requiera de un nivel de potencia elevado, es necesario adaptar los valores de tensión a aquellos en los que los integrados funcionan, siendo generalmente 15, -15, 5 V y 3.3 V. Además, hay que considerar que en las especificaciones de los sensores de corriente se requiere de una señal de 15 V y otra negada de -15 V. Esto abre el problema añadido de incorporar una alimentación que genere una referencia negativa. La generación de las señales de 15, -15 y de 5 V para la alimentación de los dispositivos debe tener en cuenta la potencia que la circuitería va a demandar, ya que eso marcará la selección del método de generación de estas señales. Generalmente se podrá recurrir a un sistema DC/DC encapsulado o a un LDO (“Low dropout Regulator”) de generación fija para fijar los valores de 15 y 5 V. Un DC/DC utiliza un circuito 24 reductor para controlar el nivel de tensión de un condensador a la salida y es el más eficiente en términos de pérdidas con un rizado de tensión bastante atenuado cuando se utiliza en sistemas de baja demanda de potencia. El segundo dispositivo utiliza una circuitería interna para fijar una tensión a la salida del mismo con un rizado de tensión mínimo para casi cualquier demanda energética de la carga (dentro de los límites asumibles del integrado seleccionado) y es más asequible que el anterior dispositivo, aunque tiene como inconveniente que el traspaso de tensión genera unas pérdidas que se traducen en calor, llegando incluso ser necesario la instalación de un disipador para no sobrepasar la temperatura límite. A su vez, el primer dispositivo ofrece una mayor cantidad de corriente de la carga independientemente del nivel de tensión fijado por lo que lo hace más indicado para el traspaso de 148 a 15 V. El dimensionamiento del módulo DC/DC dependerá del valor de corriente (por ende, de potencia) que cada dispositivo conectado a esta alimentación requiere. Hay que añadir que la mera consideración de aislamiento de la etapa lógica o de control a la de potencia, añade la necesidad de usar optoacopladores (u otro sistema de aislamiento galvánico, aunque este será el seleccionado en este proyecto) en las interconexiones entre ambas etapas. Se estima como pre-dimensionamiento que el consumo de los componentes será lo suficientemente elevada como para descartar el LDO. Por tanto, se seleccionará el módulo DC/DC para generar 15,-15 y 5 V desde los 143~148 V. Ya que el valor de tensión de 3,3 V sólo es requerido para una pequeña cantidad de circuitos integrados, éste se generará a partir de un LDO con referencia fija. Un aspecto importante a considerar es que la potencia que el sistema va a demandar al conjunto de baterías, ya que no sólo basta con que la potencia generada por el conjunto de baterías del sistema sea suficiente, sino que también será necesario dimensionar correctamente los cableados y demás componentes electrónicos que manejen estos niveles de potencia. Para hacer una aproximación estimativa se arrojan varios datos acordados como anteproyecto del sistema completo: Tabla 1. Valores aproximados del sistema 𝑽𝒅𝒄 143~148 V 𝑰𝒅𝒄 33.78 A 𝑷𝒎𝒐𝒕𝒐𝒓 5 kW 𝑰𝒇𝒂𝒔𝒆−𝒎𝒐𝒕𝒐𝒓 (𝑽𝒏=110 V) 9.09 A Esto significa que el cableado que alimenta el circuito debe estar dimensionado (ya sea por cable único o por varios en paralelo) para soportar más de 34 A de corriente. Además, debería añadirse un coeficiente de seguridad considerando que el 31 La Tabla 2 muestra una comparativa entre estos dos dispositivos según los datos del datasheet. Tabla 2. Comparativa de datos IGBT y MOSFET Característica SKM 100GB063D IXFN 130N30 𝑉𝐷𝑆𝑚𝑎𝑥//𝑉𝐶𝐸𝑚𝑎𝑥 600 V 300 V 𝐼𝐷𝑚𝑎𝑥//𝐼𝐶𝑚𝑎𝑥 130 A 100 A 𝑟𝐷𝑆//𝑟𝐶𝐸 10.5 mΩ 22 mΩ 𝑅𝑡𝑕−𝐽𝐶 0.27 K/W 0.18 K/W 𝑡𝑟 40 ns 75 ns 𝑡𝑓 35 ns 31 ns Es importante considerar que los datos aquí mostrados corresponden a condiciones de funcionamiento distintas y que no son coincidentes. Estos valores son los arrojados por el datasheet como valor representativo. 2.3.1 Cálculos de pérdidas MOSFETs En este apartado se estimarán las pérdidas generadas por los dispositivos semiconductores durante el régimen nominal. Estos cálculos son necesarios para obtener el tamaño y la forma de los disipadores que deberán instalarse junto a los semiconductores. El procedimiento de cálculo está explicado y redactado en (7), por lo que aquí se explicará brevemente los pasos seguidos arrojando los resultados aplicables a este proyecto. Cabe mencionar que el cálculo expuesto en esta memoria es una aproximación lineal de los fenómenos reales y, por tanto, no son del todo precisos. Aun así, la aproximación arroja unos resultados más conservadores que los reales por lo que se puede considerar válida la aproximación. El dispositivo que se utilizará es el IXFN 130N30 de IXYS por ser un MOSFET de canal N capaz de soportar más de 2 veces la tensión de la batería (DC-link) y mantener una corriente permanente muy por encima del valor de pico. Además, su encapsulado (SOT-227) está adaptado para reducir considerablemente la resistencia térmica de unión con el disipador. El cómputo total de las pérdidas es el que sigue: 𝑃𝑙𝑜𝑠𝑠𝑒𝑠 =𝑃𝑐𝑜𝑛𝑑𝑢𝑐𝑡𝑖𝑜𝑛 +𝑃𝑠𝑤𝑖𝑡𝑐𝑕𝑖𝑛𝑔 Siendo 𝑃𝑐𝑜𝑛𝑑𝑢𝑐𝑡𝑖𝑜𝑛 las pérdidas por conducción propias de las resistencias parásitas de los dispositivos y 𝑃𝑠𝑤𝑖𝑡𝑐𝑕𝑖𝑛𝑔 las referentes a las generadas por la 32 conmutación de los mismos. Ésta última suele aparecer en los datasheets de los dispositivos como 𝐸𝑜𝑛 y 𝐸𝑜𝑓𝑓 (energía de encendido y apagado respectivamente) definiendo la cantidad de energía disipada en el encendido y apagado del dispositivo como eventos únicos bajo unas condiciones especificadas. El cálculo de las pérdidas en términos de potencia es inmediato. 𝑃𝑠𝑤𝑖𝑡𝑐𝑕𝑖𝑛𝑔 = (𝐸𝑜𝑛+𝐸𝑜𝑓𝑓)∗𝐹𝑠𝑤 Puesto que el dispositivo seleccionado no muestra ningún dato de 𝐸𝑜𝑛 o 𝐸𝑜𝑓𝑓, se calculará por el procedimiento mostrado en (7). La etapa de encendido del MOSFET cuenta con varias fases:  El driver del dispositivo cambia el valor de la tensión de puerta de 0 a 15V (encendido de puerta). La tensión 𝑉𝑔𝑠 crece linealmente según la constante de tiempo definida por la carga del condensador parásito de puerta (𝐶𝑖𝑠𝑠= 𝐶𝑔𝑑+𝐶𝑔𝑠) hasta que alcanza el valor de 𝑉𝑝𝑙𝑎𝑡𝑒𝑎𝑢 (expuesto en el datasheet como el valor de tensión 𝑉𝑔𝑠 para el que la carga de puerta se mantiene constante).  Paralelamente, cuando la tensión de puerta supera el valor de 𝑉𝑔𝑠 𝑡𝑕 la corriente del drenador crece linealmente hasta que alcanza el valor nominal demandado por la carga. La pendiente está delimitada por las inductancias parásitas del dispositivo y como caso más conservador se utilizará el valor mostrado en el datasheet de tiempo de subida (‘Rise-time’ (𝑡𝑟𝑖)). Durante este intervalo el diodo en antiparalelo sigue conduciendo siendo la tensión 𝑉𝑑𝑠 igual a la tensión del DC-link adoptada.  Seguidamente a alcanzar el régimen nominal de corriente, debe cerrarse el diodo en antiparalelo, para ello debe absorberse toda la carga (𝑄𝑟𝑟) que éste almacena. La estimación de la carga, así como de la duración se obtendrán nuevamente del datasheet como caso más conservador.  Por último, tras haberse descargado el diodo la tensión 𝑉𝑑𝑠 cae desde el valor del DC_link hasta el valor propio de la caída drenador-fuente en estado de encendido (𝑉𝑑𝑠 =𝑟𝑑𝑠∗𝐼𝑜𝑛). Esta pendiente está marcada por la corriente que circula por la capacidad parásita puerta-drenador (𝐶𝑔𝑑 =𝐶𝑟𝑠𝑠). Esta capacidad es dependiente de la tensión drenador-fuente (que es la que se va reduciendo a su vez), por lo que se aproximará realizando una media entre los tiempos (𝑡𝑓𝑢1y 𝑡𝑓𝑢2) que arroja la capacidad inicial y final. Este fenómeno transcurre mientras que la tensión de puerta 𝑉𝑔𝑠 se mantiene fija en el valor 𝑉𝑝𝑙𝑎𝑡𝑒𝑎𝑢 debido al efecto Miller. Cuando la tensión 𝑉𝑑𝑠 alcanza el valor de conducción, la tensión 𝑉𝑔𝑠 continúa ascendiendo hasta alcanzar el valor impuesto por el driver. 33 Todo esto se refleja en las siguientes ecuaciones y datos obtenidos del datasheet (6): 𝑄𝑟𝑟 = 0.8 µ𝐶 𝑡𝑟𝑟 =250 𝑛𝑠 𝑡𝑟𝑖 =75 𝑛𝑠 𝑡𝑓𝑖 =31 𝑛𝑠 𝑉𝑝𝑙𝑎𝑡𝑒𝑎𝑢 = 5.2 𝑉 𝐶𝑖𝑠𝑠=14.5 𝑛𝐹 𝑉𝑔𝑠 𝑡𝑕 = 3 𝑉 𝑅𝑑𝑠 =22 𝑚Ω 𝑡𝑓𝑢=𝑡𝑓𝑢1 + 𝑡𝑓𝑢2 2 𝐶𝑔𝑑2 𝐶𝑟𝑠𝑠 1 𝑉 =600𝑝𝐹 𝐶𝑔𝑑1 𝐶𝑟𝑠𝑠 143 𝑉 =8100 𝑝𝐹 600 8100 Fig. 14 Capacidades vs tensión Vds Siendo 𝑅𝑔 (8 Ω) la resistencia de puerta del driver al dispositivo y sabiendo que: 𝐼∗𝑡=𝑉∗𝐶 y 𝐼𝑔𝑜𝑛 = 𝑉𝑑𝑟𝑖𝑣𝑒𝑟−𝑉𝑝𝑙𝑎𝑡𝑒𝑎𝑢 𝑅𝑔: 𝑡𝑓𝑢1= (𝑉𝑑𝑐𝑙𝑖𝑛𝑘 −𝑅𝑑𝑠∗𝐼𝑜𝑛)∗𝑅𝑔∗𝐶𝑔𝑑1 𝑉𝑑𝑟𝑖𝑣𝑒𝑟 −𝑉𝑝𝑙𝑎𝑡𝑒𝑎𝑢 = 9.44𝑒−7 𝑠. 𝑡𝑓𝑢2= (𝑉𝑑𝑐𝑙𝑖𝑛𝑘 −𝑅𝑑𝑠∗𝐼𝑜𝑛)∗𝑅𝑔∗𝐶𝑔𝑑2 𝑉𝑑𝑟𝑖𝑣𝑒𝑟 −𝑉𝑝𝑙𝑎𝑡𝑒𝑎𝑢 = 6.99𝑒−8 𝑠. 𝑡𝑓𝑢= 5.07 𝑒−7 𝑠. 34 De forma inversa y muy similar ocurre en el apagado del MOSFET. La diferencia más notable es que no ocurre ningún fenómeno de descarga del diodo, en todo caso se trataría de la carga del mismo cuyas pérdidas se modelarían: 𝐸𝑜𝑛𝑑𝑖𝑜𝑑𝑜 =1 4∗𝑄𝑟𝑟∗𝑉𝑟𝑒𝑣𝑒𝑟𝑠𝑒 (Caso más conservador 𝑉𝑟𝑒𝑣𝑒𝑟𝑠𝑒 =𝑉𝑑𝑐𝑙𝑖𝑛𝑘) El tiempo de caída de la corriente (alcanzado el valor de 𝑉𝑝𝑙𝑎𝑡𝑒𝑎𝑢) se obtendrá del datasheet como 𝑡𝑓. De la misma forma que en el caso anterior, el tiempo de subida de la tensión 𝑉𝑑𝑠 se determinará para dos valores de capacidad (𝐶𝑔𝑑1 y 𝐶𝑔𝑑2) y se supondrá el valor medio como el teórico. Sabiendo que 𝐼𝑔𝑜𝑓𝑓 =𝑉𝑝𝑙𝑎𝑡𝑒𝑎𝑢 𝑅𝑔: 𝑡𝑟𝑢1= 𝑉𝑑𝑐𝑙𝑖𝑛𝑘 −𝑅𝑑𝑠∗𝐼𝑜𝑛 ∗𝑅𝑔∗𝐶𝑔𝑑1 𝑉𝑝𝑙𝑎𝑡𝑒𝑎𝑢 = 1.78 𝑒−6 𝑠. 𝑡𝑟𝑢2 = 𝑉𝑑𝑐𝑙𝑖𝑛𝑘 −𝑅𝑑𝑠∗𝐼𝑜𝑛 ∗𝑅𝑔∗𝐶𝑔𝑑2 𝑉𝑝𝑙𝑎𝑡𝑒𝑎𝑢 = 1.32 𝑒−7 𝑠. 𝑡𝑟𝑢 =𝑡𝑟𝑢1+𝑡𝑟𝑢2 2= 0.956 𝑒−6 𝑠. Con estos datos determinados, ya se conocen los tiempos en los que cada fenómeno se lleva a cabo. Las pérdidas del encendido y apagado equivalen a multiplicar 𝐼𝑑𝑠 por 𝑉𝑑𝑠. Si se multiplican sus valores instantáneos y se prolongan en un todo un ciclo se obtendrían 3 etapas: Pérdidas de encendido, apagado y conducción. 𝑡𝑟𝑖 𝑆𝑤𝑜𝑛 𝑡𝑓𝑢 𝑆𝑤𝑜𝑓𝑓 𝐶𝑜𝑛𝑑𝑢𝑐𝑡𝑖𝑜𝑛 Fig. 15 Gráfica de 𝑽𝑺𝑫 e 𝑰𝑺𝑫 en un ciclo de conmutación 35 Observando la Fig. 15 y teniendo en cuenta la consideración de la carga del diodo, se puede determinar la energía de encendido y apagado por ciclo: 𝐸𝑜𝑛 =𝑉𝑑𝑐𝑙𝑖𝑛𝑘 ∗𝐼𝑑∗𝑡𝑟𝑖+𝑡𝑓𝑢 2+𝑄𝑟𝑟∗𝑉𝑑𝑐𝑙𝑖𝑛𝑘 = 0.000249678 + 0.0001144 = 0.36 𝑚𝐽 𝐸𝑜𝑓𝑓 =𝑉𝑑𝑐𝑙𝑖𝑛𝑘 ∗𝐼𝑑𝑜𝑓𝑓 ∗𝑡𝑟𝑢+𝑡𝑓𝑖 2= 0.423 𝑚𝐽 𝐸𝑜𝑛𝑑𝑖𝑜𝑑𝑒 =1 4∗𝑉𝑑𝑐𝑙𝑖𝑛𝑘 ∗𝑄𝑟𝑟 = 0.03 𝑚𝐽 Concluyendo con las pérdidas finales de conmutación: 𝑃𝑠𝑤 = 𝐸𝑜𝑛+𝐸𝑜𝑛𝑑𝑖𝑜𝑑𝑒 +𝐸𝑜𝑓𝑓 ∗𝑓𝑠𝑤 =32.52 𝑊 Las pérdidas por conducción se traducen simplemente en la adición de la ecuación típica de pérdidas de un elemento resistivo (correspondiente a la resistencia parásita del dispositivo): 𝑃𝑐𝑜𝑛𝑑 =𝑅𝑑𝑠𝑜𝑛∗𝐼𝑟𝑚𝑠 2= 0.022 ∗11.1352= 2.73 𝑊 El valor de 𝐼𝑟𝑚𝑠 obtenido se detalla más adelante. Puesto que se está realizando una estimación de las pérdidas y no se conoce la forma de onda real de las corrientes, se va a suponer que el diodo no genera pérdidas de conducción y que el resultado anterior modela las pérdidas por conducción. En definitiva: 𝑷𝒕𝒐𝒕𝒂𝒍=𝑃𝑐𝑜𝑛𝑑 +𝑃𝑠𝑤 =𝟑𝟓.𝟐𝟓 𝑾 2.3.2 Cálculos de pérdidas IGBT El procedimiento de cálculo de este apartado es el mostrado por (8) mucho más simplificado que el caso anterior puesto que los IGBT son más difíciles de modelar que los MOSFETs. Igual que un diodo, las pérdidas por conducción se pueden modelar como una fuente constante de tensión más una resistencia parásita: 𝑉𝐶𝐸=𝑉𝐶𝐸0+𝑟𝐶∗𝐼𝐶 Estos valores pueden leerse del datasheet del IGBT a partir de la curva de caída de tensión del IGBT (Fig. 16) en función de la corriente de colector. 36 1 V 𝑽𝑪𝑬𝟎=1.15 V 75 V Fig. 16 Gráfica de 𝑽𝑪𝑬 vs 𝑰𝒄 Por tanto: 𝑃𝑐𝑜𝑛𝑑 =1 𝑇𝑠𝑤 𝑉𝐶𝐸0∗𝐼𝑐 𝑡 +𝑟𝑐∗𝐼𝑐2 𝑡 𝑑𝑡=𝑉𝐶𝐸0∗𝐼𝑐𝑎𝑣+𝑟𝑐∗𝐼𝑐𝑟𝑚𝑠 2 𝑇𝑠𝑤 0 Siendo 𝐼𝑐𝑎𝑣 y 𝐼𝑐𝑟𝑚𝑠 la corriente de colector media y rms respectivamente. Igual que en el caso anterior, se considerará que el diodo no genera pérdidas por tener tramos de conducción muy breves comparados con los anteriores. Simplificando mucho el cálculo de las corrientes de los IGBTs:  Se desean modelar 110 𝑉𝑓𝑎𝑠𝑒−𝑓𝑎𝑠𝑒 →110 3=63.51 𝑉𝑓𝑎𝑠𝑒−𝑛𝑒𝑢𝑡𝑟𝑜 → →63.51 ∗ 2 = 89.82 𝑉𝑎𝑚𝑝𝑙𝑖𝑡𝑢𝑑  Corriente: 63.51 𝑉𝑟𝑚𝑠 →1000 𝑊 63.51 𝑉𝑟𝑚𝑠 =15.745 𝐴𝑟𝑚𝑠 →22.27 𝐴𝑎𝑚𝑝𝑙𝑖𝑡𝑢𝑑  Valor medio: 1 𝑇𝜔∗ 22.27 𝜔∗𝑠𝑒𝑛 𝜔𝑡 𝑑𝜔𝑡 𝜋 0=44.54 2∗𝜋∗60 ∗60 = 7.09 𝐴𝑚𝑒𝑑𝑖𝑜  Valor RMS: 1 𝑇𝜔∗ 22.27∗𝑠𝑒𝑛 𝜔𝑡 2𝑑𝜔𝑡 𝜋 0𝜔= 60 ∗22.272∗𝜋 2∗2∗𝜋∗60 =11.135 𝐴𝑟𝑚𝑠 Estos últimos cálculos suponen que cada IGBT conduce formando una corriente de medio onda ya que cada uno conduce la mitad del periodo, en definitiva. Esta aproximación es bastante conservadora y con ella se pretende dar a conocer únicamente unos valores aproximados. 37 Por tanto, 𝑃𝑐𝑜𝑛𝑑 = 1.15 ∗7.09 +1 75 ∗11.1352= 9.807 𝑊 El porqué de no haber realizado este procedimiento con los MOSFETS es porque estos no poseen caída equivalente a 𝑉𝐶𝐸0 y por tanto, solo producen las pérdidas asociadas al valor rms. Las pérdidas por conmutación del IGBT se obtienen directamente del datasheet: 𝐸𝑜𝑛𝑇=𝐸𝑜𝑛𝑀𝑖+𝐸𝑜𝑛𝑀𝑟𝑟 Siendo 𝐸𝑜𝑛𝑀𝑖 la energía de encendido sin considerar el proceso de recuperación inversa (‘recovery reverse time’) y 𝐸𝑜𝑛𝑀𝑟𝑟 la energía de encendido del diodo en antiparalelo. Estos valores se obtienen directamente del datasheet buscando la máxima concordancia con las condiciones de operación de este sistema con los del datasheet presentados. 𝐸𝑜𝑛𝑇≅0.5 𝑚𝐽 𝐸𝑜𝑓𝑓𝑇≅1.1 𝑚𝐽 Igual que en el MOSFET: 𝐸𝑜𝑛𝐷=1 4∗𝑄𝑟𝑟∗𝑉𝑑𝑐−𝑙𝑖𝑛𝑘 Sabiendo que la energía de apagado del transistor es la equivalente a 𝐸𝑜𝑛𝑇 pero considerando que las pérdidas de apagado del diodo son despreciables. En conclusión: 𝑃𝑡=𝑃𝑠𝑤+𝑃𝑐𝑜𝑛𝑑 = 𝐸𝑜𝑛𝑀+𝐸𝑜𝑓𝑓𝑀 ∗𝑓𝑠𝑤+𝑃𝑐𝑜𝑛𝑑 =73.807 𝑊 2.3.3 Selección dispositivo de potencia Como conclusiones obtenidas de los cálculos se presenta la Tabla 3 en la que se muestran las pérdidas calculadas por dispositivo, así como las propiedades térmicas. Tabla 3. Resumen de datos obtenidos de los dispositivos de potencia Característica SKM100GB03D IXFN 130N30 𝑃𝑐𝑜𝑛𝑑 9.8 W 2.73 W 𝑃𝑠𝑤 64 W 32.52 W 𝑅𝑡𝑕−𝐽𝐶 0.27 0.18 Como se puede observar, viendo los niveles de tensión en los que el sistema se ubica es obvio que la selección más evidente es el MOSFET. Además, la resistencia 38 térmica del mismo permitirá utilizar disipadores más pequeños puesto que la cadena de resistencias térmicas será menor. Otro aspecto, es el encapsulado del mismo, que al ser individual permite una mayor flexibilidad a la hora de colocarlos sobre el disipador, lo que se traduce en una mayor compacidad del conjunto. 2.4 Generación de disparos y aislamiento galvánico Es requisito indispensable en cualquier circuito de potencia que la etapa lógica permanezca separada de la etapa de potencia. Esto supone la inclusión de sistemas de aislamiento galvánico, tanto en las salidas de la etapa lógica (como los disparos de potencia) como en las entradas (errores generados por el driver de potencia). Esto genera dos inconvenientes consigo, todas las entradas/salidas deben pasar por un sistema opto-acoplado y todas las tensiones de alimentación de la circuitería de potencia deben estar aisladas de las alimentaciones de la circuitería lógica. El primer asunto a resolver será, por tanto, la generación de una tensión de alimentación aislada que alimente a toda la circuitería de potencia. Seguidamente, se buscará qué dispositivos son los más apropiados para ejercer de intermediario entre cada etapa. Finalmente, se diseñará la etapa de generación de disparos con los requisitos que este conlleva. 2.4.1 Tensiones de alimentación aisladas El diseño de este apartado partirá de varios supuestos:  Se tienen 5 V generados desde el convertidor DC/DC que alimentan la circuitería lógica.  Los drivers de los dispositivos de potencia se alimentan de forma ajena a esta generación de tensión aislada. La justificación de este supuesto es que los drivers permanecerán alejados del lugar dónde se situará el sistema de control y, por tanto, sería más costoso tender un cable con 5 V hasta ese punto que generarlos desde la batería próximamente a él. Además, los drivers requieren de una tensión altamente estable y consumo elevado, sería muy insensato conectar la misma alimentación que abastecerá la generación de disparos a los drivers de potencia. Por ello se proveerá una etapa de generación de tensión aislada para estos drivers.  La demanda de corriente por parte de la circuitería de potencia (circuitería lógica conectada al lado de potencia) será baja. 39 Aunque estos supuestos puedan parecer muy ostentosos, se justificarán y demostrarán a lo largo de este capítulo. En cualquier caso, de no poder cumplirse algunos de los anteriores supuestos siempre se podría reajustar la generación para permitir un mayor consumo por parte de esta etapa. El único medio para generar una tensión aislada de otra pasa por introducir un transformador de aislamiento. Éste, partiendo de una tensión alterna, es capaz de generar otra tensión alterna aislada de la anterior. El objetivo de este apartado es conseguir aislar dos tensiones continuas, por lo que se requeriría pasar de continua a alterna y hacer lo inverso en el lado opuesto del transformador. Los dispositivos conversores DC/AC clásicos se les conocen como inversores (el sistema de electrónica de potencia que se quiere gobernar es un inversor para control de motores AC) aunque, teniendo en cuenta el último supuesto, sería demasiado engorroso diseñar un sistema inversor trifásico o monofásico sólo para generar esta tensión aislada. Resulta mucho más sencillo consultar en el mercado que dispositivos se utilizan para estas etapas. Por otro lado, la forma más sencilla de convertidor AC/DC es un rectificador de puente completo seguido de un condensador para suavizar la forma de onda e incluso un diodo Zener para fijar un valor de tensión. Los rectificadores de onda completa requieren de 4 diodos para cerrar el bucle de corriente ante cualquier estado de la tensión a la salida del transformador. Sin embargo, si se tuvieran 3 bornas a la salida del transformador (una a cada extremo y una toma intermedia) y se fijase la toma intermedia a tierra, se podría asegurar el cierre del bucle de corriente con tan solo dos diodos. Este aspecto permitiría reducir la caída de tensión causadas por los diodos ya que la corriente tan solo debe pasar por un diodo en vez de dos. Existen drivers para transformadores de aislamiento que realizan las mismas funciones que un inversor, pero sin necesidad de incluir un control y están optimizados en espacio y funcionamiento para la generación de tensión alterna. Estos dispositivos se le llaman osciladores y consiguen generar tensiones alternas de hasta 300 KHz. Tras realizar una búsqueda de dispositivos aptos para esta etapa se ha encontrado un oscilador, el SN6501 (9) que goza de un tamaño reducido, capacidad para generar 5 V de salida y una carga máxima de 350 mA (Tabla 4 muestra las especificaciones a destacar del SN6501). Este oscilador se deberá conectar a un transformador de aislamiento que sea capaz de soportar el máximo valor de 𝑉∗𝑡. Para el SN6501 este valor viene determinado por la máxima tensión que puede fijar a la salida entre la mitad del periodo de la mínima frecuencia. Suponiendo un margen de un 10% a la salida y consultando el datasheet (9) para obtener el valor de frecuencia mínima para esta tensión, se obtiene 300 KHz. Entonces: 40 𝑉𝑡𝑚𝑖𝑛 ≥5∗1.1 2∗300000 = 9.17 𝑉µ𝑠 Por lo que será requisito indispensable del transformador de aislamiento que pueda superar este valor de 𝑉𝑡 para evitar que sature. Por tanto, los requisitos más importantes para el transformador son:  Superar el valor de 𝑉𝑡𝑚𝑖𝑛  Ofrecer la menor resistencia de los devanados posible y menor inductancia de pérdidas posible.  Ofrecer más de 150 V de aislamiento para asegurar el aislamiento galvánico con la fuente de DC  Tener una relación de transformación mayor a 1:1  Menor capacidad parásita entre sus bornas, ya que es a través de ella por dónde se transmitirá el ruido a modo común.  Tener como mínimo 3 pines de entrada (los dos terminales del devanado y un terminal intermedio) para que pueda ser compatible con el oscilador SN6501. Consultando diversos datos, se encuentra una tabla de Murata Power Solutions que ofrece varias soluciones para transformadores aislados de este tipo de aplicaciones. Una opción interesante para estos transformadores es que el devanado que permanezca aislado tenga 3 tomas (a los extremos y en el punto medio) tal y como se comentaba anteriormente. Tabla 4. Características del oscilador SN6501 Característica Valor 𝐹𝑠𝑤 (típica 5 V) 410 KHz 𝑅𝑜𝑛 0.6 Ω 𝐼𝐷1 y 𝐼𝐷2 350 mA La relación del transformador debe ser superior a 1:1 para poder compensar las caídas en las resistencias parásitas, así como la caída ‘Drop-out’ del LDO. La relación mínima del LDO responde a la siguiente ecuación obtenida del datasheet (9): 𝑛𝑚𝑖𝑛 =1 0.97 ∗𝑉𝑓+𝑉𝐷𝑂+𝑉𝑂 𝑉𝐼𝑁−𝑅𝐷𝑆∗𝐼𝐷 Suponiendo un rendimiento del transformador del 97% y siendo 𝑉𝑓 la caída de los diodos rectificadores, 𝑉𝐷𝑂 el drop-out del LDO, 𝑉0 la tensión de salida, 𝑉𝐼𝑁 la tensión a la entrada del oscilador mínima, 𝑅𝐷𝑆 la resistencia del oscilador e 𝐼𝐷 la corriente que circula hacia el transformador. Sustituyendo: 47 2.5.1 Aislamiento del circuito lógico del de potencia Puesto que tanto la conversión A/D y el procesamiento se realizan en el DSP, que forma parte del circuito lógico, se debe introducir algún elemento que garantice el aislamiento galvánico entre la señal de potencia y la señal que llega al conversor A/D. Esta inserción podría realizarse en cualquiera de las etapas previas al conversor: adquisición de la señal o adaptación de la señal. Por ejemplo, podría realizarse una adquisición de la señal por métodos invasivos (que no aseguran el aislamiento) y realizarse una adaptación de la señal con amplificadores de instrumentación que utilizan dispositivos amplificadores que aíslan la señal de entrada de la de salida. Este proyecto maneja un motor de 5 fases con una potencia de 5 kW, por lo que la magnitud en condiciones nominales de la corriente por cada fase es: 5000 5=𝑉∗𝐼→𝐼=1000 110 𝑉𝑓𝑎𝑠𝑒 = 9.1 𝐴 De introducir un elemento resistivo para medida de la corriente por métodos invasivos, ésta generaría una caída de tensión y unas pérdidas por conducción que son inaceptables en un sistema que maneja unas corrientes no muy elevadas. La Tabla 5 muestra las caídas de tensión y pérdidas asociadas a diferentes valores de resistencia. Tabla 5 Caídas de tensión y pérdidas generadas por diferentes valores de resistencia Resistencia de medida Caída de tensión Pérdidas 0.1 Ω 0.91 V 8.3 W 0.01 Ω 0.091 V 0.83 W 0.001 Ω 0.0091 V 0.083 W De utilizar este elemento como dispositivo para la adquisición de la señal, habría que considerar que fuera capaz de disipar las pérdidas generadas y que el valor de la resistencia fuera de alta precisión. Estas resistencias usadas para transformar una medida de corriente en tensión se les conoce como resistencias de ‘Current-sensing’. Como inconveniente añadido, está la idea de que esta resistencia debe estar cerca del conversor A/D para reducir lo máximo posible la inserción de ruido inducido. Éste último aspecto dificulta el adoptar esta topología puesto que la etapa de potencia queda bastante alejada de la etapa lógica. Además, los amplificadores de instrumentación son más voluminosos que los amplificadores operacionales habituales. La otra posibilidad consistiría en introducir el dispositivo de aislamiento en la etapa de adquisición de la medida, lo que facilitaría el diseño puesto que el resto de etapas pertenecerían al lado de la etapa lógica. Un dispositivo de medida no invasivo 48 que garantiza un aislamiento galvánico es, por ejemplo, un sensor de efecto Hall. Este sensor traduce la medida de corriente en una señal de corriente de magnitud mucho más reducida y aislada de la primera. La principal ventaja de este sistema es que la señal de medida que se transporta desde la etapa de potencia hasta la circuitería lógica se realiza en corriente, magnitud mucho más inmune al ruido que la tensión. La única inserción extra sería una resistencia que convirtiera esta magnitud de corriente en tensión. Por las características anteriormente mostradas, se opta por seleccionar la segunda por facilidad de implementación, inmunidad al ruido y dificultad de diseño. En la Fig. 23 se muestra la topología que se quiere implementar. OP-AMP Sensor efecto Hall m V m I fase I s R m I m I m I msm IRV * Conversor A/D Fig. 23 Esquemático de la topología implementada para la medición de corriente 2.5.2 Adaptación de la señal En esta etapa se pretende adaptar el rango de tensiones de salida de la etapa de adquisición de la señal (𝑉𝑚 en la Fig. 23) al rango de entrada del conversor A/D. Este paso debe calibrarse de forma que el valor mínimo de 𝑉𝑚 genere el valor mínimo registrable por el conversor A/D, y que el valor máximo genere el valor máximo registrable. De esta forma, se garantiza una buena resolución de la medida y, por tanto, un control más preciso. 49 Corriente de fase -10 -5 0 5 10 15 20 25 30 35 Adquisición de la señal -0.1 0 0.1 0.2 Adaptación de la señal m V 0 1 2 3 rconvertido V Intervalo medible Intervalo medido Fig. 24 Diferentes escalas de las señales para las diversas etapas La Fig. 24 muestra un ejemplo de posible variación de escalas al recorrer las diferentes etapas. Como se observa, es fundamental conocer la salida de la etapa de adquisición de la señal en función de la magnitud que se quiera medir, pudiéndose así dimensionar la etapa de adaptación o acondicionamiento para aprovechar todo el rango del convertidor A/D. Por tanto, el primer aspecto será conocer la etapa de adquisición de la señal y dimensionarlo (de ser posible) para adaptarlo al rango de entrada de la etapa de adaptación de la señal. El dispositivo que realizará la función de la adquisición de la señal es un sensor de efecto Hall, que induce una corriente eléctrica aislada de la señal en un circuito cerrado hacia fuera de sus terminales. La magnitud de esta corriente eléctrica es proporcional a la magnitud de la señal objetivo a medir. Para convertir esta señal de corriente en señal de tensión, se debe introducir una resistencia entre el terminal de salida y la tierra. Puesto que la naturaleza de la señal que se quiere medir es senoidal el rango de tensiones que habrá en bornas de la resistencia será: 𝐼𝑚𝑀𝐼𝑁∗𝑅𝑠<𝑉𝑚<𝐼𝑚𝑀𝐴𝑋∗𝑅𝑠 Siendo el valor de 𝐼𝑚𝑀𝐼𝑁 negativo y el valor de 𝐼𝑚𝑀𝐴𝑋 positivo y ambos iguales en módulo (Puesto que se trata de una señal senoidal). Esto se traduce en que el valor de 𝑉𝑚 oscilará con una amplitud igual a 𝐼𝑚𝑀𝐴𝑋∗𝑅𝑠 alrededor del cero. El siguiente aspecto a incluir es que el convertidor A/D tiene un rango medible de 0 a 3 V y 3,3V de tensión máxima. Puesto que no se pueden introducir señales de valor negativo en el convertidor, hay que desplazar esta señal para que sea siempre positiva. Esto se traduce en la adición de un offset a la señal. Además, hay que imponer una ganancia a la etapa de acondicionamiento de la señal para que quede cubierto todo el espectro del convertidor. 𝑉𝑐𝑜𝑛𝑣 =𝑉𝑚∗𝐴+𝑂𝑓𝑓𝑠𝑒𝑡 50 −𝐼𝑚𝑀𝐴𝑋 <𝑉𝑚 𝑅𝑠<𝐼𝑚𝑀𝐴𝑋 → −𝐼𝑚𝑀𝐴𝑋∗𝑅𝑠<(𝑉𝑐𝑜𝑛𝑣 −𝑂𝑓𝑓𝑠𝑒𝑡) 𝐴 < 𝐼𝑚𝑀𝐴𝑋 ∗𝑅𝑠 →−𝐼𝑚𝑀𝐴𝑋∗𝑅𝑠∗𝐴+𝑂𝑓𝑓𝑠𝑒𝑡<𝑉𝑐𝑜𝑛𝑣<𝐼𝑚𝑀𝐴𝑋 ∗𝑅𝑠∗𝐴+𝑂𝑓𝑓𝑠𝑒𝑡 Puesto que se desea que el rango del convertidor sea [0~3 V]: 0 < 𝑉𝑐𝑜𝑛𝑣 < 3 𝐼𝑚𝑀𝐴𝑋∗𝑅𝑠∗𝐴+𝑂𝑓𝑓𝑠𝑒𝑡= 3 𝐼𝑚𝑀𝐴𝑋∗𝑅𝑠∗𝐴=𝑂𝑓𝑓𝑠𝑒𝑡 →2∗𝑂𝑓𝑓𝑠𝑒𝑡= 3 →𝑶𝒇𝒇𝒔𝒆𝒕=𝟏.𝟓 𝑽 Escogiendo A>1 para que la etapa de acondicionamiento se trate de un amplificador, se debe buscar un valor de 𝑅𝑠 que sea estándar y que cumpla con las ecuaciones anteriores. Puesto que no se puede tolerar el caso de que la medida quede fuera del rango medible (𝑉𝑐𝑜𝑛𝑣 > 3) se debe seleccionar una 𝐴 y 𝑅𝑠 que lo aseguren. Puesto que la ganancia es positiva y se requiere añadir un offset, habrá que utilizar una topología de amplificador no inversor con offset (Fig. 25) Adquisición de la señal m R REF V out V b R a R 1 R IN V m V m I 2 R Fig. 25Topología amplificador no inversor con offset Dado que: · 𝑂𝑓𝑓𝑠𝑒𝑡= 1.5 𝑉→𝑉𝑅𝐸𝐹= 1.5 𝑉 · 𝑉𝑚𝑀𝐴𝑋 =𝐼𝑚𝑀𝐴𝑋∗𝑅𝑠 ; 𝑉𝑚𝑀𝐼𝑁 =−𝐼𝑚𝑀𝐴𝑋 ∗𝑅𝑠 · 𝑉𝐼𝑁𝑀𝐼𝑁 = 0 = −𝐼𝑚𝑀𝐴𝑋 ∗𝑅𝑠−1.5 ∗ 𝑅𝑏 𝑅𝑎+𝑅𝑏 + 1.5 → →𝑅𝑏 𝑅𝑎+𝑅𝑏=−1.5 −𝐼𝑚𝑀𝐴𝑋 ∗𝑅𝑠−1.5 ·𝑉𝐼𝑁𝑀𝐴𝑋 = 𝐼𝑚𝑀𝐴𝑋 ∗𝑅𝑠−1.5 ∗ 𝑅𝑏 𝑅𝑎+𝑅𝑏 + 1.5 · 𝑉𝑜𝑢𝑡𝑀𝐴𝑋 ≅3≅𝑉𝐼𝑁𝑀𝐴𝑋 ∗ 𝑅1 𝑅2 + 1 VIN = Vm−VREF Rb Ra+ Rb + VREF + VREF Vout = VIN R1 R2 + 1 51 Con estas ecuaciones (buscando siempre valores normalizados de resistencias) se puede determinar los valores de cada una de ellas para que esta etapa esté correctamente dimensionada. Una alternativa para variar la amplificación de la señal consiste en incluir alguna forma de poder elegir las resistencias en el mismo circuito aumentando o disminuyendo la ganancia total. Con esto se consigue aprovechar al máximo posible el rango del convertidor y aumentar la precisión. Si se diseña esta ganancia para unos valores de corriente nominales mayores a los que el sistema usualmente suele medir, el valor de 𝑉𝑐𝑜𝑛𝑣 oscilará muy poco y la resolución del control puede verse afectada. La resistencia que tiene mayor implicación directa con la señal es 𝑅𝑚, por ello si se pudiera seleccionar esta resistencia se podría cambiar directamente el rango de lectura del sensor, adaptándose al que se pretenda utilizar en ese momento. En la Fig. 26 muestra esta introducción. Adquisición de la señal 1m R REF V out V b R a R 1 R IN V m v m I 2 R 2m R 3m R Fig. 26 Esquemático del amplificador para señales alternas con posibilidad de selección del valor de 𝑹𝒎 Las resistencias 𝑅𝑚1, 𝑅𝑚2 y 𝑅𝑚3 modificarán los valores límite de 𝑉 alterando así el fondo de escala de la medida realizada. El valor de 𝑅𝑚 efectivo vendrá determinado por las resistencias que estén conectadas, siendo posible conectarlas en paralelo para realizar más combinaciones. Interesa que una de ellas esté dimensionada para el caso de la 𝐼𝑚𝑀𝐴𝑋 que pueda arrojar el sensor puesto que así se garantiza un correcto funcionamiento en todo el rango admisible del sensor. Puesto que la tensión de alimentación de estos amplificadores operacionales es de 3.3 V y se está intentando alcanzar el valor máximo de salida habitual de 3 V, habrá que recurrir a amplificadores operacionales que permitan generar una tensión de salida cercana a la de alimentación. Estos amplificadores son conocidos como rail-torail, que ofrecen una salida máxima pocos mV por debajo de la de alimentación. 52 En total, se necesitan 4 sensores de corriente, por ello es recomendable que el integrado empleado conste de 4 amplificadores operacionales en un mismo integrado con los componentes pasivos externos para formar la topología de la Fig. 26. Por último, se debe incluir condensadores que actúen como filtro ante el ruido de la medida. Se recuerda que uno de los principales motivos por el que se usa el sensor de efecto Hall es que, al emitir la señal en corriente, ésta es muy inmune al ruido inducido, por ello el filtrado se introducirá principalmente en la etapa de amplificación y en el traspaso desde esta etapa hasta la etapa conversora. El diseño de este filtro se incluirá más adelante. 2.5.3 Conversión A/D y procesamiento Tras la amplificación de la señal en la etapa de acondicionamiento, ésta se conecta al terminal del convertidor A/D que posee el DSP que traducirá el valor de tensión resultando en un registro digital. El convertidor del DSP usado en este proyecto tiene 12 bits de conversión por lo que el registro del resultado de la conversión puede tomar un valor entre 0 y 4095 siendo 0 el equivalente a una tensión nula y 4095 el resultado de una lectura de 3 V o más. El DSP es capaz de realizar lecturas de tensión hasta los 3,3 V (tensión de alimentación del DSP), pero el intervalo comprendido entre 3 y 3,3 queda saturado en el registro como 4095 por lo que no interesa que las medidas lleguen a alcanzar este valor. Puesto que la corriente medida es una señal de alterna el valor de tensión que corresponde a una lectura nula de corriente debe corresponder con el offset diseñado en la etapa de adaptación (1.5 V). De esta forma, para corrientes negativas el valor de la tensión se mantendrá por debajo de 1.5 V, mientras que para corrientes positivas estará por encima de 1.5 V. Es misión del diseño de la etapa de adquisición y adaptación asegurar que la máxima corriente positiva posible no arroje un resultado de tensión por encima de 3 V. El procesamiento de la medida queda fuera de este documento, aunque el procesamiento del registro deberá tener en cuenta lo comentado anteriormente. Es necesario, por tanto, calibrar el conjunto señal-registro para asegurar que ante un valor de corriente nulo el registro arroje un valor que se le atribuirá el cero en el procesado. Si durante el funcionamiento el registro queda por debajo de éste, 53 significaría que la corriente es negativa y su magnitud se determinará en función de lo alejado que quede el registro del registro de referencia (registro de tensión nula). La calibración es un proceso necesario por el que, mediante una recta de regresión realizada a una nube de puntos de registro-corriente, se obtiene la correlación entre un valor de corriente real y el registro que arroja en su conversión. Con este proceso se suprimen los errores de precisión introducidos en los elementos usados y se pasa directamente a evaluar la respuesta del sistema real. 2.6 Medición de velocidad El encóder es el dispositivo encargado de suministrar al DSP la información necesaria para conocer la magnitud y el sentido de la velocidad de giro del motor, introduciendo esta variable en el algoritmo de control. Existen diversos tipos de encóder y el que se utilizará en este proyecto es el encóder de pulsos cuadrados. Las salidas generadas en esta topología son 3: QEPA, QEPB y QUEPI; la primera y la segunda corresponden a las lecturas de las marcas del disco coaxial con el eje a medir, pero desfasadas 90° entre ellas; la tercera corresponde a un pulso generado cuando se realiza una vuelta completa. Gracias al desfase que existe entre la lectura A y B se puede determinar el sentido de giro y la frecuencia de estos pulsos determinará la magnitud de la velocidad de giro. Por ejemplo, un disco con 200 marcas acoplado a un eje que gira a 1500 rev/m generaría un tren de pulsos de frecuencia: 1500 𝑟𝑒𝑣 𝑚𝑖𝑛∗ 1min 60 𝑠∗200 𝑝𝑢𝑙𝑠𝑜𝑠 1 𝑟𝑒𝑣 = 5000 𝑝𝑢𝑙𝑠𝑜𝑠 𝑠 (𝐻𝑧) La Fig. 27 muestra un encóder y el formato de tren de pulsos considerado. Fig. 27 Encóder óptico y salida de pulsos cuadrados El objetivo final del encóder es conocer la dirección de giro y la magnitud, puesto que es necesario para realimentar el algoritmo de control. Por tanto, estas 3 señales deben procesarse para arrojar la información deseada. Existen integrados que realizan esta conversión midiendo la frecuencia de los pulsos y el desfase entre ellos, pero este 54 proyecto goza del privilegio de poseer un DSP capaz de realizar el procesamiento por su propia cuenta. El DSP tiene unos pines dedicados a QUEPA, QUEPB y QUEPI a través de los cuales puede determinar la dirección de giro (‘1’ si es sentido horario y ‘0’ si es antihorario) y almacenarla en un registro y generar una serie de pulsos que determinen (tras un procesado) la frecuencia de pulsos. El procedimiento que el DSP lleva a cabo consiste en disponer de un registro contador al que se le va sumando o restando unidades en función de los pulsos generados y el desfase ocurridos entre ellos. La Fig. 28, muestra dicho procedimiento. Fig. 28 Ejemplos de pulsos y registros generados El registro QPOSCNT es el contador que contabiliza el desplazamiento rotatorio del eje. Por cada 4 pulsos de QCLK el eje ha girado una cantidad equivalente a la distancia entre marca y marca. Por ejemplo, si se tienen 360 marcas girando a 3600 rev/m en la misma dirección, el registro QCLK generará un tren de pulsos de 360 ∗3600 60 ∗4 = 86.4 𝐾𝐻𝑧 y el contador sumaría una unidad por cada pulso de QCLK. Existen más periféricos a continuación de este último que son capaces de estimar la posición del vehículo/elemento que se esté considerando a través de estos registros y una serie de configuraciones, pero quedan fuera del alcance de este documento. Un aspecto que hay que considerar es que el encóder se encontrará acoplado al eje del motor, por tanto, se considera que se encuentra dentro de la circuitería de potencia. Esto implica que es necesario incluir un elemento optoacoplador para poder conectar las señales del encóder hasta los puertos del DSP habilitados para ello. La Fig. 29 muestra el esquemático de la etapa del encóder. 55 Optoacoplador Encoder QUEPA QUEPB QUEPI 3.3 V uppull R DSP Fig. 29 Esquemático de la implementación del encóder 2.7 Medición de tensión El sistema requiere conocer el estado de la tensión del dc-link, no sólo para la modulación, sino también para estimar la carga restante de las baterías. Partiendo de las diversas etapas de la medición de una magnitud eléctrica (detallados en la etapa de medición de corriente) se va a explicar el análisis de esta etapa. Al igual que en los casos de medición anteriores, tomar una medida del circuito de potencia requiere asegurar un aislamiento entre éste y el circuito de control. Por lo que debe incluirse esta necesidad en algunas de las etapas correspondientes. En la etapa de adquisición de la señal vuelve a hacerse nuevamente la comparativa entre sensores invasivos y no invasivos. En este caso, el primero constaría de un simple divisor resistivo puesto que la caída en las resistencias será directamente proporcional a la tensión de las baterías; mientras que el segundo, bien podría ser otro sensor de efecto Hall para tensión con la misma topología que la medición de corriente por sensores de efecto Hall. En este sistema, la tensión de la batería debe conectarse al circuito lógico para generar las tensiones de alimentación de los circuitos (la generación se realiza de forma aislada, ya se explica más adelante), por lo que la adquisición de la señal podría realizarse en bornas del circuito lógico sin necesidad de tender un cable hasta la etapa de potencia. Esto plantea la posibilidad de utilizar el divisor resistivo como elemento de adquisición, puesto que los sensores de efecto Hall para tensión son demasiado voluminosos como para soldarlos en una PCB dentro de un circuito lógico (con el objetivo de ser compacto). De querer implementar el sensor de efecto Hall, habría que tender un cable desde la etapa de conversión hasta la ubicación el sensor en la etapa de potencia, por lo que, puesto que se pretende ser compacto y la tensión de la batería ya alcanza el circuito lógico, lo más coherente es utilizar el divisor resistivo como elemento de adquisición. El esquema del divisor resistivo en esta etapa de medición de tensión se muestra en la Fig. 30. 56 linkdc V Acondicionamiento de la señal Conversión y procesamiento IN V ADC V 1 R 2 R Fig. 30 Esquema de conexión del divisor resistivo para la medición de tensión Es importante recalcar en este análisis que la suma de las dos resistencias debe ser muy grande para asegurar que no se producen unas pérdidas notables por los elementos resistivos del divisor. Puesto que los niveles lógicos de la señal 𝑉𝐴𝐷𝐶 no pueden superar los 3 V (por el rango del convertidor ADC), el rango de 𝑉𝐼𝑁 rondará estos límites y por ello 𝑅2≪𝑅1 (𝑉𝑑𝑐−𝑙𝑖𝑛𝑘 ≅ 146 V). El diseño de este divisor resistivo puede realizarse aproximando 𝑅1+𝑅2≅𝑅1 y asignando a esta resistencia el valor que asegure que no existe una pérdida elevada en estos elementos. Seguidamente, se diseña 𝑅2 cumpliendo con la ecuación de la división resistiva para asegurar que los valores nominales de tensión del dc-link entre dentro del rango de la etapa de acondicionamiento. Puesto que la señal sigue dentro de lo que se considera la etapa de potencia, ésta aún debe ser aislada del circuito lógico y cómo esta función no tiene cabida en la etapa de conversión y procesamiento, sólo queda añadirla en la etapa de acondicionamiento. Los únicos elementos que pueden realizar un aislamiento de una señal de medida son los amplificadores de aislamiento. Estos son capaces de generar una tensión diferencial de salida proporcional a una tensión diferencial en la entrada conservando el aislamiento galvánico entre ambas. Las resistencias 𝑅1 y 𝑅2 deben diseñarse acorde a los valores límite de la entrada del mismo que garantizen la estabilidad y ganancia a la salida. Este amplificador toma el valor diferencial de la medida en la entrada, lo transforma y lo emula amplificado por una ganancia fija en la salida de forma que se garantice el aislamiento. La estabilidad de esta ganancia en el rango de tensiones considerado es fundamental para el correcto funcionamiento del amplificador, por ello es importante satisfacer las especificaciones del rango de tensiones a la entrada del sistema. El último aspecto, es la adaptación de la señal medida al rango del convertidor habitual. Para ello se utilizará un amplificador de instrumentación cuya amplificación de la entrada dependerá del valor de una resistencia que se sitúa de forma externa, permitiendo cambiar el fondo de escala al igual que se planteó en la medición de corriente. 𝑉𝐼𝑁=𝑅2 𝑅1+𝑅2∗𝑉𝑑𝑐−𝑙𝑖𝑛𝑘 63 corriente demandada. La capacidad de los mismos está limitada por el fabricante en el datasheet de los dispositivos DCDC utilizados. Los dispositivos DC/DC utilizados son el ‘TEN 40-7223WIR’ y el ‘RDC20110’ para la generación de ±15 y 5 V respectivamente. Es recomendable utilizar bobinas de filtrado a la salida de estas etapas generadoras para evitar que cambios repentinos en la carga puedan dañar los dispositivos DC/DC, por ello se dispondrán bobinas de alimentación conectadas entre estas salidas y el condensador de filtrado. Los condensadores más convenientes para altas capacidades son los electrolíticos. Esta topología presenta la mejor relación Volumen/Capacidad, pero tienen una resistencia parásita elevada. Esta característica trae como consecuencia que la atenuación del condensador antes elevadas frecuencias sea mucho menor de la teórica para esa capacidad. Para solucionar este inconveniente, se disponen en paralelo condensadores cerámicos de menor capacidad que presentan una resistencia parásita menor. En definitiva, esta disposición de los condensadores asegura un filtrado del ruido inducido en la salida, ya sea éste proveniente de la propia carga del DC/DC (circuitería diseñada) o generada por el mismo DC/DC. 64 65 Capítulo 3: Diseño En este capítulo se muestran los valores de los componentes seleccionados según los esquemáticos mostrados en el anterior capítulo. Se utilizan las ecuaciones mostradas en el capítulo de Análisis para dar valor a los componentes implicados. Las decisiones referentes a aspectos constructivos, de rutado de pistas, así como referentes al montaje final se exponen también en este capítulo. Los diversos apartados del capítulo están separados según las distintas placas que componen este trabajo. 66 3. Diseño En este apartado se mostrarán las decisiones tomadas y el resultado final del diseño. 3.1 Conector DIMM100 Es el formato de conexionado que emplea el DSP TMS320F28335, se decidió utilizar el mismo formato para todo el conjunto modular de placas. Para llevar a cabo esto, habría que diseñar todas las placas que fueran a ser insertadas de la misma forma que el DSP para que sea coherente con el formato del DIMM100. Los pines deben estar dispuestos de una forma concreta y se debe realizar un mecanizado en la placa para que ésta pueda insertarse en el socket DIMM100. Las especificaciones tanto del zócalo como de la forma que debe tener la placa se obtienen de la fuente (12). Por tanto, habrá una placa llamada “placa madre” que dispondrá de todos los zócalos para conectar los módulos. Además, rutará las conexiones entre las placas y el mismo DSP atendiendo a los pines que se van a utilizar en el DSP 3.2 Placa corriente y encóder Por espacio, se decidió incorporar estas dos funcionalidades en la misma placa. El circuito que requiere la etapa de adaptación de corriente requiere únicamente de un transconductor de corriente (LA 55-P) externo a esta placa. Este dispositivo se alimenta con tensiones de ±15 V, emitiendo en un tercer pin una cantidad de corriente directamente proporcional a la corriente que atraviesa este transconductor. Puesto que se trata de un sensor de efecto Hall, tan sólo es necesario hacer que el cable atraviese el interior del sensor sin producir ningún efecto invasivo. Además, el sensor de efecto Hall asegura un aislamiento galvánico entre la parte de potencia y la de control. Por tanto, una de las salidas de esta placa será una tira de pines que llevarán los ±15 V a cada uno de los sensores y un pin más por el que retornará la corriente medida por el sensor. Para convertir la medida de corriente en tensión y poder utilizar un 67 amplificador operacional para adaptar la medida se utiliza una resistencia que conecta este pin con la tierra de la placa. La corriente generada por el transconductor sigue una fórmula proporcional respecto a la corriente que atraviesa el sensor según la ratio dado por el fabricante (𝐾𝑇= 1: 1000). De esta forma, para una corriente de 30 A, la corriente generada sería de 30 mA. La máxima corriente que este sensor puede medir son 70 A. La tensión provista a la salida será la multiplicación de la corriente saliente del sensor por el valor de la resistencia que esté dispuesta a la salida. Puesto que puede interesar modificar la escala del sensor, sería conveniente tener la posibilidad de elegir el valor de esta resistencia entre una serie de valores. Por ello, se utiliza un ‘Switch’ de 3 interruptores que conectan 3 resistencias de distinto valor a la salida del sensor, siendo este punto dónde debe tomarse la medida de tensión. Los valores de las resistencias elegidas son 350, 100 y 680 Ω pudiéndose llegar a conectarse en paralelo si se desea. 1000: meas I 350 100 680 meas V Fig. 35 Esquemático de las resistencias y del sensor de efecto Hall de corriente Así, por ejemplo, para un valor de 5 A, la corriente generada sería de 5 mA. Conectando únicamente la resistencia de 680 Ω, 𝑉𝑚𝑒𝑎𝑠 equivaldría a 3.4 V mientras que, si se selecciona la resistencia de 350 Ω, 𝑉𝑚𝑒𝑎𝑠 equivaldría a 1.75 V. 3.2.1 Conectores de la placa Para conectar los sensores con la placa de corriente se utilizará un terminal de 10 pines. Seis de ellos se utilizarán para conectarse a los sensores (Vcc+, Medida y Vcc- ) y dos de ellos llevarán la tierra por si fuera necesario para algún otro dispositivo. El conector del encóder sólo requiere registrar 3 señales. Para garantizar el aislamiento galvánico, se ha decido incorporar un optoacoplador entre este conector y la señales que se enviarán al DSP. Puesto que el optoacoplador actúa como un diodo que dispara un transistor en colector abierto, se dejan como entradas del conector del encóder tanto el ánodo como el cátodo del mismo diodo. Para controlar la corriente máxima que circula por este diodo (15 mA según el fabricante) y suponiendo que las 68 señales del encóder se generan a 5V, se dispone en serie con el diodo unas resistencias de 470 Ω. Gracias a disponer tanto la conexión al ánodo como al cátodo del diodo, puede conectarse el encóder para que la lógica de la señal no se invierta al pasar por el optoacoplador. Fig. 36 Esquema de conexionado de la placa de corriente y encóder La placa en la que irán conectados los sensores se comentará más adelante. En la etapa del encóder, sólo faltaría incluir unas resistencias de pull-up a cada colector del optoacoplador y conectar éstos a los pads que se conectarán a los GPIO del DSP habilitados para el encóder. El conector utilizado para el encóder consiste en un terminal macho (con zócalos atornillables para los cables) en el que se le acoplarían los 6 cables del encóder (3 señales y sus respectivas tierras de retorno), y el terminal complementario hembra que iría soldado a la placa. 3.2.2 Adaptación medida de corriente Una vez que se tiene una medida de tensión proporcional a la corriente medida por el sensor de efecto Hall sólo falta realizar la adaptación de esta medida. Cabe recordar que la corriente que se genera por el pin 𝑀𝐸𝐷𝑋 de los sensores es proporcional (1:1000) a la corriente que realmente atraviesa el sensor, por lo que puede darse el caso de que, si la corriente tiene el sentido contrario al considerado positivo por el sensor, esto generaría una tensión negativa en 𝑉𝑚𝑒𝑎𝑠. Considerando que las corrientes a medir suelen seguir una forma senoidal es necesario adaptar esta señal que oscila entre valores positivos y negativos a un rango de tensiones que el DSP sea capaz de medir. Por las características del TMS320F28335, el ADC funciona dentro del rango de 0 -> 3 V. 69 El sistema que mejor conviene para las especificaciones que se mencionan es un amplificador no inversor con offset añadido a la señal de entrada (ver apartado 2.5.2) mostrado en la Fig. 25, cuyas ecuaciones son: VIN = Vmeas −VREF Rb Ra+ Rb + VREF Vout = VIN R1 R2 + 1 Siendo 𝑉𝑅𝐸𝐹 el valor del offset calculado en el apartado 2.5.2; 𝑉𝑚𝑒𝑎𝑠 el valor de la tensión medida en la resistencia en serie con el sensor; 𝑅𝑎 y 𝑅𝑏 los valores de las resistencias que regulan la tensión vista por el amplificador; y 𝑅1 y 𝑅2 los valores de las resistencias que regulan la tensión de salida. Cabe notar que los valores de 𝑅𝑎 y 𝑅𝑏 tienen que ser muchos más altos que los valores de la resistencia del sensor para evitar que una parte notable de la corriente del sensor se desvíe por estas resistencias. Las ecuaciones de diseño ya se plantearon en la sección 2.5.2: 𝑉𝐼𝑁𝑚𝑖𝑛 = 𝑅𝑏 𝑅𝑎+𝑅𝑏=−1.5 −𝐼𝑚𝑀𝐴𝑋 ∗𝑅𝑠−1.5 𝑉𝐼𝑁𝑀𝐴𝑋= 𝐼𝑚𝑀𝐴𝑋 ∗𝑅𝑠−1.5 ∗ 𝑅𝑏 𝑅𝑎+𝑅𝑏 + 1.5 · 𝑉𝑜𝑢𝑡𝑀𝐴𝑋 ≅3≅𝑉𝐼𝑁𝑀𝐴𝑋 ∗ 𝑅1 𝑅2 + 1 Para aprovechar al máximo el espectro, se pretende forzar que la salida del sistema ocupe el máximo posible rango de 0 a 3 V. Según el fabricante del sensor, éste puede medir un máximo de 50 A en magnitud. Este valor generaría una corriente de ±50 mA que, utilizando la resistencia de 100 Ω como referencia, reflejaría un valor de ±5 V en 𝑉𝑚𝑒𝑎𝑠. Para aprovechar al máximo posible el espectro, los valores de 𝑅𝑎 y 𝑅𝑏 deben ser tales que generen un valor de 0V para 𝑉𝐼𝑁 cuando la corriente alcance el valor negativo máximo (-50 mA). Por tanto: 𝑅𝑏 𝑅𝑎+𝑅𝑏=−−1.5 −0.05 ∗100 −1.5 =1.5 6.5 𝑅𝑎=20 𝑘Ω→5𝑅𝑏=20 ∗1.5 →𝑅𝑏= 6 𝑘Ω Para poder resolver el sistema se requiere seleccionar el valor de una de las resistencias. Por ello, se supone un valor lo suficientemente grande para evitar fugas de corriente (𝑅𝑎 = 20 kΩ), arrojando un valor de 𝑅𝑏 igual a 6 𝑘Ω. 70 A continuación, la selección de 𝑅1 y 𝑅2 se realiza para garantizar que se aprovecha el máximo el espectro para para el lado positivo de la corriente. Los valores de estas resistencias se traducirán en una ganancia sobre el valor de tensión en 𝑉𝑚𝑒𝑎𝑠, puesto que ya está fijado los valores de las resistencias 𝑅𝑎 y 𝑅𝑏, se puede conocer el valor máximo de 𝑉𝑚𝑒𝑎𝑠 máximo. 𝑉𝐼𝑁𝑚𝑎𝑥 = 0.05 ∗100 −1.5 ∗6 26 + 1.5 →𝑉𝐼𝑁𝑚𝑎𝑥 = 2.308 𝑉 𝑅2= 4 𝑘Ω→𝑅1= 1.2 𝑘Ω De esta forma, se conoce los valores de las resistencias a utilizar en esta etapa. Para la generación de la tensión de referencia (1.5 V), se utilizará un LDO de generación fija. Este LDO se alimentará con 3.3 V y dispondrá a la salida una tensión de 1.5 V que alimentará la etapa de adaptación de la señal. 3.2.3 Amplificador operacional Como ya se comentó en el Capítulo 2, el integrado utilizado para la adaptación de la señal debe ser un amplificador operacional ‘rail-to-rail’. Puesto que son 4 las etapas de medidas que se necesitan, conviene utilizar un integrado que disponga de los 4 amplificadores. El integrado OPA4340 cumple sobradamente con estas indicaciones. Dispone de 4 amplificadores operacionales ‘rail-to-rail’ independientes en un mismo encapsulado SOIC. Puede alimentarse a 3,3 V e incluso soportar niveles de tensión 0.5 V superiores a su tensión de alimentación. Como recomendación del fabricante, se debe disponer un condensador de 330 pF en paralelo a la resistencia de realimentación. A modo de filtro, se ha dispuesto un condensador de 10 nF a tierra en cada punto 𝑉𝑚𝑒𝑎𝑠 y un condensador de 100 nF conectado a tierra en cada una de las referencias de tensión. Ambos se utilizan como filtro de alta frecuencia que evita que el ruido pueda amplificarse y mostrarse a la salida. En la Fig. 37 se muestra el esquemático de la etapa de adaptación de las 4 medidas utilizando el OPA4340. 71 Fig. 37 Esquemático de las 4 etapas de amplificación utilizando el OPA4340 3.3 Placa PWM Esta placa integrará todo lo necesario para la generación de los disparos que llegarán a los drivers, el aislamiento galvánico de los mismos, la detección de errores y el almacenado de estos para transmitirlos al DSP. Como base para el diseño de esta placa era necesario conocer los niveles de tensión reconocidos por el driver de los MOSFETs como un ‘1’ lógico, así como los niveles de tensión de los errores generados. Para ello es necesario saber cuál va a ser el driver seleccionado. Más adelante se explicará el motivo de la selección, pero se adelanta que el driver seleccionado es el SKHI 61R de Semikron. Este driver es capaz de reconocer ‘1’ lógicos a niveles de la tecnología TTL, por lo que podrían generarse los disparos a 5 V manteniendo la compatibilidad entre dispositivos. La salida de los errores es negada, es decir, hay 0 V si se genera un error y 15 V si no lo hay. 3.3.1 Conectores de la placa Esta placa requiere de 10 pines únicamente para los disparos y 5 pines para todos los errores, además de pines de tierra para compartir la misma referencia de tensión. Para mantener un formato similar entre placas se utilizarán los mismos conectores que los utilizados en la placa de corriente. Puestos que estos conectores 72 son de 10 pines y se requiere compartir la tierra, se utilizará un conector para los disparos del lado superior y otro para el lado inferior. Debido a que los errores también deben tener una tierra compartida, se va a utilizar otro conector de 10 pines para los errores. En los pines sobrantes se compartirá los 5 V de alimentación aislados de la etapa lógica por si se requiere utilizar en algún dispositivo. 3.3.2 Registro de errores y generación de la señal OE Para el correcto funcionamiento el sistema debe ser capaz de registrar los errores que se han generado y almacenarlos, aunque estos se hayan generado de forma esporádica. También debe existir una señal que habilite los disparos desde el DSP, de forma que sólo si esta señal está habilitada y no hay ningún error registrado se puedan producir los disparos. Esta señal se le denomina ‘Output enable’. El primer paso para el registro de errores es llevar estas señales del lado de potencia al lado de señal, esto se realiza con el optoacoplador utilizado en apartados anteriores. Debido a que la señal de tensión es de 15 V y no se disponen de 15 V aislados de la etapa lógica, se utiliza un par Darlington como intermediario entre la generación de errores y la entrada del optoacoplador. El diodo del optoacoplador se alimenta a 5 V con una resistencia de 470 Ω en serie, dejando el cátodo del mismo conectado al colector del par Darlington. La señal del error generado por el driver se conecta a la puerta (base en los transistores) a través de una resistencia de 1 kΩ para limitar la corriente. De esta forma, ante una tensión positiva en la puerta de los transistores (entendido como un no-error de la señal) el par Darlington quedaría excitado permitiendo el paso de corriente por el diodo del optoacoplador y cerrando el transistor conectado en la parte lógica con una resistencia de ‘pull-up’ de 6 kΩ a 3,3 V. Resumidamente, si la señal del error es de 5 V (ver datasheet SKHI 61R) el transistor del optoacoplador está cerrado y conectado a tierra, por lo que la señal del error ha quedado invertida respecto a la salida de los drivers (0 V error; 3.3 V No-error). Una vez que los errores están dentro de la etapa lógica ya sólo queda incluirlos en un biestable para que se queden almacenados en el momento en el que se produzcan. Para ello, se ha optado utilizar unos biestables tipo D. Estos biestables pueden modificar el registro de salida según los pines de ‘SET’ y ‘RESET’, ignorando las señales de entrada de datos y el reloj del mismo. 79 Fig. 40 Esquemático del Bus CAN Las resistencias de 10 Ω sirven como limitador de corriente a la entrada y salida del driver. 3.5 Placa Madre Esta placa es dónde se soldarán todos los zócalos DIMM 100 hembra (4 en total: DSP, Placa de Tensión/CAN, Placa de PWM y Placa de Corriente/Encóder) por lo que es la encargada de rutar las pistas entre todas las placas. Además, servirá de soporte para el sistema completo, por lo que incluirá la generación de las tensiones de alimentación y el rutado hacia todas las placas. Adicionalmente, esta placa incluirá el zócalo para una tarjeta SD desde dónde se podrá cargar el programa del DSP; un conector RS232 conectado directamente al DSP; y los pines necesarios para un emulador JTAG que también se conectarán directamente al DSP. 3.5.1 Placas y Alimentaciones Todas las placas que integrarán el sistema requieren una alimentación para ser operativas, estas alimentaciones pasan por los ±15 V para el sensor de tensión aislado, los 5 V desde los que se alimentan muchos dispositivos y se generan los 5 V aislados, hasta los 3.3 V necesarios para alimentar a toda la circuitería lógica. Puesto que la única fuente de energía que habrá en el medio vehicular es la almacenada en las baterías, se debe insertar algún tipo de elemento que adapte los niveles de tensión de estas baterías a las tensiones requeridas. Se parte de un intervalo de tensión de la batería entre 143 ~ 160 V y se quieren obtener tensiones ±15V, 5V y 3,3 V. Como ya se comentó en el capítulo anterior de 80 análisis, las tensiones de ±15 V y 5 V se obtienen de unos convertidores DC/DC cuyo rango de tensión a la entrada abarca el intervalo de tensión de las baterías. La tensión de 3.3 V se obtiene a partir un LDO alimentado con la tensión de 5 V. Todas las tensiones generadas dispondrán de un LED indicador del estado de la misma alimentación. A modo de condensador de desacoplo se dispone un condensador de alta capacidad (220 µF) a la salida de la generación de cada una de estas tensiones de alimentación. Además, para asegurar un filtrado de la tensión generada se dispone una bobina ‘shunt’ a la salida junto a condensadores cerámicos de menor capacidad (10 µF y 10 nF) que garanticen un filtrado de la componente de alta frecuencia. Según las indicaciones del fabricante de los convertidores DCDC, es recomendable incluir un filtro LC a la entrada del mismo para filtrar componentes no deseadas. El esquemático del filtro se muestra en la Fig. 41. 1 µF 1 µF 22 µH DC/DC 10 nF 10 nF 220 µF Choke Battery + Battery - + - Fig. 41 Esquemático del filtro dispuesto para el convertidor DC/DC El último aspecto de este apartado es el rutado entre las placas, ya que la placa madre del sistema es aquella que sirve de soporte para todos. El pinaje de cada una de las placas se incluirá en los anexos, así como el rutado entre las mismas. 3.5.2 Tarjeta SD Ya se comentó en el apartado de análisis la inclusión de una tarjeta SD para cargar el programa del DSP tal y cómo se explica en (11). Puesto que se pretende leer la tarjeta utilizando un protocolo SPI, se necesitan como mínimo 4 líneas de datos: Chip Select (CS), Master-output-Slave-input (MOSI), Master-input-Slave-output (MISO) y el reloj de comunicación gobernado por el master. En la Fig. 40 se muestran los pines de la tarjeta y la funcionalidad que debe tener asociada cada pin. Los pines de la tarjeta SD nombrados como 7, 8 y 9 se recomiendan 81 poner a ‘1’ a través de una resistencia de ‘pull-up’ puesto no se van a utilizar. Como filtro del ruido, se ha introducido una bobina ‘shunt’ a la alimentación de la tarjeta. Fig. 42 Esquemático de la tarjeta SD y los pines utilizados Existen 3 pines más: Card detection (CD), Wire protection (WP) y Common. Estos pines se utilizan para saber si existe alguna tarjeta introducida y, de ser así, si está protegida contra escritura/lectura. En ambos casos, se debe observar la continuidad entre el pin CD o WP con el pin COM, cortocircuitando ambos pines en el caso de haber una tarjeta introducida (CD) o si esta está protegida (WP). Por último, se recuerda que los pines mostrados en la Fig. 42 corresponden al zócalo de la tarjeta SD, que se conectarán a una tarjeta SD cuando la misma sea introducida. 3.5.3 Conector RS232 La misma ‘ControlCard’ dispone de una etapa aislada diseñada para ser utilizada como medio de comunicación. A esta etapa le corresponden los pines que van de 1 a 6 y de 51 a 56 (A1~A6 y B1~B6) dónde la tierra que se utiliza en las comunicaciones puede diferir de la tierra utilizada en el resto del sistema. Existe una tensión de alimentación catalogada en el datasheet de la ‘ControlCard’ como 3,3 𝑉𝑖𝑠𝑜 que entra dentro de estos 6 pines aislados. Consultando los esquemáticos de la placa, se observa que esta alimentación está cortocircuitada de fábrica con la tensión generada de 3,3 V por la ‘ControlCard’. Se entiende, por tanto, que si se quiere aislar por completo las comunicaciones se debe introducir una tensión aislada de 3,3 V en este pin y desoldar la resistencia (0 Ω) que cortocircuita estas tensiones. Esta tensión alimentará al driver de las comunicaciones RS232 y al acoplador digital de aislamiento de la ‘ControlCard’ para mantener el aislamiento galvánico de esta etapa completa. 82 Fig. 43 Esquemático del conector RS-232 y pines utilizados Como se observa en la Fig. 43, el diseño propuesto no contempla compartir una alimentación entre los dispositivos que utilizan el puerto RS232 por lo que no es necesario desoldar esta resistencia. Indagando en la funcionalidad de los pines dentro del protocolo de puerto serie utilizando un conector DE-9/DB-9 se puede eliminar ciertos pines de la comunicación haciéndolos redundantes pero que siguen siendo necesarios para el funcionamiento del protocolo. Por ello, los pines 1, 6 y 4 se cortocircuitan entre sí (detección de terminal con disponibilidad de usar el mismo), además de los pines 7 y 8 (petición de envío y aceptación del mismo). Los únicos pines utilizados son los pines 2, 3, 5, 10 y 11. Siendo los dos primeros utilizados para la escritura y lectura de datos y el resto pines asociados a la tierra. 3.5.4 Emulador JTAG Para fijar los pines que se utilizan en el emulador JTAG se consultará el esquemático desarrollado por Texas Instruments para la ‘dock-station’ de la ‘ControlCard’ (13). La ‘dock-station’ es una tarjeta con el zócalo DIMM100 dónde se puede conectar la ‘ControlCard’ conectando sus pines a una serie de puertos que permiten al usuario acceder a las funcionalidades del DSP de forma más genérica. Las funcionalidades que se pueden encontrar son, entre otros, un puerto USB, Pines ‘through-hole’ para los GPIO, puerto JTAG y una entrada de alimentación de 5V. Para asegurar un correcto funcionamiento del puerto JTAG en la ‘ControlCard’ basta con replicar la conexión utilizada en este esquemático al esquemático que se desarrolla en este trabajo. La Fig. 44 muestra el esquemático del puerto JTAG en la ‘dock-station’ y el esquemático implantado en la “placa madre” de este trabajo. 83 Fig. 44. Comparativa de los pines utilizados en el puerto JTAG citados en [13] (izquierda) y los implementados en este trabajo (derecha) La única diferencia consiste en la adición de una serie de resistencias de 10 Ω insertadas para limitar la corriente máxima de entrada al DSP. 3.6 Placa de Drivers En esta placa se situarán los drivers utilizados para disparar los MOSFET de potencia. Estos drivers convertirán los disparos aislados generados por la placa PWM en señales aptas para disparar los MOSFET. Estos drivers están diseñados para tener en cuenta diversos aspectos no ideales de los MOSFET reales, como la capacidad de puerta y el tiempo de encendido y corte del mismo MOSFET. El driver utilizado para este sistema es el SKHI 61R, el cual posee 3 salidas para controlar semi-puentes de potencia. Puesto que el sistema utilizado en este proyecto posee 5 semi-puentes (1 por cada fase), se requieren dos drivers para controlar todos los MOSFETs, inutilizando 1 de las salidas. Los aspectos más importantes a diseñar de estos drivers son el tiempo muerto (‘dead time’) y la salida de los errores. El tiempo muerto se define como el tiempo insertado por el driver entre la llegada de señal de apagado de un semiconductor dentro de un semipuente, y el encendido del semiconductor opuesto del mismo semipuente. Puesto que este sistema utiliza una sola señal y su negada para gestionar el estado de cada semipuente; en el instante que se ordene el encendido de un semiconductor, la señal complementaría ordenaría el apagado del semiconductor opuesto. Si se considera que la duración del apagado de un semiconductor no ideal no es instantánea, resultaría catastrófico que el encendido se realizara a la misma vez que el apagado; tal y como dicta la lógica diseñada. Por ello, se inserta un tiempo muerto en el que la señal de encendido es ignorada y se otorga un margen de tiempo para que el semiconductor en cuestión se apague. El control del tiempo muerto se realiza a través de 3 pines del mismo driver, conectándolos a un pin de la placa, dedicado como tierra auxiliar para selección de 84 tiempo muerto, o dejándolos sin conectar según interese un tiempo muerto u otro. En la Tabla 6 se muestra las distintas configuraciones de los pines y el tiempo muerto resultando. El tiempo de apagado del MOSFET es función de la corriente de la atraviesa y de la tensión drenador-emisor, puesto que en este sistema ambos factores son bastante reducidos, interesa utilizar el menor tiempo muerto posible (1 µs). Un tiempo muerto mayor del necesario sólo introduciría distorsiones en las corrientes que se traducirían en armónicos no deseados. Tabla 6. Configuración de los tiempos muertos según la conexión de los pines El siguiente aspecto a considerar es la compatibilidad de la salida de los errores. Como es evidente, este aspecto tuvo que consultarse previamente a la realización del diseño de los errores (Placa PWM). En el caso de estos drivers la lógica de los errores responde a la Tabla 7 sacada del datasheet del mismo driver. Tabla 7. Lógica de los errores para el driver SKHI 61R Cómo se observa, la lógica de estos errores es idéntica a la utilizada en la placa de errores. Debido a la limitación en corriente mostrada en la tabla, se utiliza un par Darlington (ULN2003) como interfaz entre los errores y el optoacoplador dispuesto en la placa de los PWM. El resto de los pines del driver se conectan según se muestra en la Fig. 45. 85 Fig. 45 Esquema de conexión del driver de los MOSFET Siendo +UZK la tensión positiva de la batería, -UZK la tensión negativa de la misma y U, V y W las distintas fases del sistema. La resistencia 𝑅𝐺 es la resistencia de puerta que limita la cantidad de corriente entrante en la puerta MOSFET para cargar la capacidad parásita. Un valor demasiado elevado de esta resistencia puede retrasar el encendido y apagado del dispositivo semiconductor, mientras que un valor demasiado inferior puede provocar una demanda de corriente excesiva del driver y dañar al mismo. Existen numerosas curvas en los datasheet de los fabricantes de dispositivos semiconductores que muestran el resultado en el tiempo de encendido y apagado de la resistencia de puerta que se utilice. Como término medio se ha optado por seleccionar un valor de 10 Ω como resistencia de puerta. Puesto que esta placa se situará junto a los dispositivos de potencia que irán situados en un disipador cerca del motor, es conveniente adaptar el diseño de la misma para que resulte fácilmente acoplable. El disipador seleccionado es el P3-300 de Semikron, seleccionado por tener un tamaño que permite acoplar los 10 dispositivos semiconductores sobre él. Por ello, la placa de driver tendrá unos taladros realizados alineados con dos railes paralelos que el disipador tiene de fábrica. Esto permitirá colocar la placa de drivers montada sobre el disipador. En la Fig. 46 se muestra un esquema del disipador visto lateralmente, dónde el fabricante recomienda una forma de montar el conjunto “disipador-semiconductorplaca_driver”. Los semiconductores utilizados en este proyecto tienen el formato SOT227 por lo que deberán conectarse a lo largo del disipador tal y cómo se muestra en la Fig. 45. Igualmente, la placa de driver si se conectará tal y como lo recomienda el fabricante en la Fig. 44. 86 Fig. 46 Esquemático sacado del datasheet del disipador P3-300 de Semikron 300 125 Fig. 47 Vista en planta del disipador con los MOSFETs conectados En la Fig. 47 se muestra una aproximación de cómo se situarán los MOSFETs a lo largo del disipador. Por aspectos constructivos, puede que esta disposición se modifique en el proyecto final (Ver apartado de Resultados). Para las entradas de los drivers se utilizan los mismos conectores de 10 pines utilizados en placas anteriores. Se utilizará un conector para los disparos superiores, un conector para los disparos inferiores y dos conectores para los errores. Los drivers de los MOSFETs tienen una salida de error, puesto que se utilizan dos drivers se ocuparán dos señales de error de la placa de corriente (Nombrados como E1 y E2 en el esquemático). El resto de errores se llevarán a otro conector para que se puedan introducir otros errores desde señales externas. Resumiendo, la placa de drivers dispone de 4 conectores de 10 pines:  Disparos MOSFETs superiores  Disparos MOSFETs inferiores  Salida de errores (5 errores) Placa de drivers 87  Entrada de errores externos (3 errores) El resto de pines presentes en los conectores se mantendrán sin conectar o se conectarán a las alimentaciones de las placas. En el caso del conector de los errores externos interesa compartir tanto la alimentación (5 V) como la tierra de la placa de errores. Con esto se aseguraría la compatibilidad entre los distintos sistemas al compartir la misma referencia de tensión. En la Fig. 48 se muestra la distribución de las señales entre los 4 conectores. Fig. 48 Conectores de 10 pines utilizados en la placa de drivers Las señales D1:D5 son los disparos de los MOSFET superiores, las señales /D1:/D5 son los disparos de los MOSFET inferiores, las señales E1:E5 son las señales de error y GND_I y 5V_I son las señales de tierra y alimentación respectivamente. 3.7 Placa de sensores Esta placa solo contempla la inserción de los sensores de corriente y su rutado para transmitir la señal a la placa base. Para ello es necesario conocer la documentación del transconductor de corriente y su pinaje. Las únicas señales que éste necesita son las tensiones de alimentación ±15 V y la señal de medida. Esta última arrojará un valor en corriente que posteriormente será convertido en tensión para reconocer el valor de la corriente medida. 88 Fig. 49 Figura obtenida del datasheet del LA-55P con las medidas del mismo y su pinaje En la Fig. 49 se observa el pinaje utilizado en el transconductor, siendo la señal M la equivalente a la señal de medida, ‘+’ la señal de +15 V y ‘-‘ la señal de -15V. Para mantener el mismo uso de conectores que en el resto del sistema, se utilizarán dos conectores de 10 pines, conectando dos transconductores al sistema por cada conector. La polaridad de las conexiones debe coincidir con la utilizada en la placa de los sensores de corriente. Como aspecto constructivo de esta placa, se han añadido varios taladros para poder sustentarse en el disipador que se utilizará en el equipo. La distancia horizontal entre estos taladros es coincidente con las guías grabadas en el disipador (ver Fig. 47). 95 4.1.5 Placa Madre con placas insertadas 4.2 Problemas encontrados En este subapartado se mencionarán los problemas encontrados durante la evaluación final del sistema, cuáles han sido la causa de los mismos y que solución se ha planteado para resolverlo. Fig. 54 Fotografía de la placa madre con las placas de Corriente y Encoder, PWM y Tensión insertadas 96 1. Una pista del driver CAN estaba flotante. Esto se debe a que uno de los pines del bus CAN (Concretamente el pin 𝑅𝑠) inicialmente iba a estar conectado a uno de los pines GPIO del DSP. Este pin se utiliza para controlar la pendiente de cambio de pulso de salida del mismo driver en función de la resistencia que conecte este pin a GND. Si se activa una señal de tensión positiva en este pin, el driver entra en modo bajo consumo. Puesto que, por simplicidad del control, se decidió suprimir este control, este pin debería estar conectado a tierra. El problema surgió cuando, al modificar los esquemáticos, se pasó por alto actualizar las PCBs, quedando las antiguas pistas presentes en la PCB y flotantes. Para solucionarlo, se ha conectado un hilo de estaño que une este pin con un pin de tierra genérico. En la Fig. 53 se muestra la solución adoptada. Fig. 55 Fotografía de la solución adoptada para el driver CAN de la placa de Tensión 2. La tierra de los errores estaba separada de la tierra aislada de la placa de PWM. El diseño se planteó para que las señales de errores entrantes al sistema no compartieran la misma tierra que la del propio sistema. Esto planteaba un problema a la hora de evaluar el funcionamiento de la propagación de errores puesto que el circuito que llegaba hasta el diodo del optoacoplador no se cerraba. Al utilizarse un par Darlington como intermediario entre el elemento generador de la señal de error y el nivel de tensión aislado de 5 V, el emisor de este par Darlington debía estar conectado a la misma tierra que la fuente de este nivel de tensión establece, de lo contrario, el par Darlington no queda polarizado. Esto resultaba en que el diodo del optoacoplador no quedaba polarizado al llegar la señal de error. 97 Para solucionarlo se ha tendido un hilo de estaño entre el pin de la tierra de los errores y la tierra de la señal de tensión aislada, convirtiéndolas en una misma. 3. Errores de soldadura. Los optoacopladores de la placa PWM y Corriente estaban soldados en el sentido inverso al que la placa solicita. Esto también se debe a que la referencia (usualmente un punto en la parte superior izquierda del integrado) que marca el pin nº 1 del integrado no era clara e generaba confusión. Este problema se solventó desoldando los integrados y colocándolos en el orden adecuado. 4. Pin OE flotante. El pin OE está conectado directamente con uno de los pines GPIO del DSP. Si el DSP está desconectado o este pin no está determinado hacia algún valor (ya sea mediante pull-up o pull-down del propio DSP, o forzando un valor de salida a este pin), el mismo quedará flotante arrojando un valor aleatorio que podría ser interpretado como positivo por el sistema. La solución pasa por configurar el DSP para que esto nunca suceda, o conectar una resistencia de pull-down para desactivar las salidas en caso de que no se ordene lo contrario. 98 Capítulo 5: Conclusiones y Trabajos Futuros Este capítulo presenta unos últimos comentarios acerca del trabajo desarrollado. Unas conclusiones acerca del posible uso del mismo e implementaciones reales y posibles trabajos futuros dónde se cubran determinados aspectos no satisfechos o posible mejoras no implementadas. 99 5. Conclusiones y Trabajos futuros 5.1 Trabajos Futuros El proceso de diseño y adaptación de un sistema electrónico para un medio vehicular eléctrico no está definido como único, por lo que siempre existirán variantes con diversas mejoras entre unos y otros. En este sistema aquí desarrollado, el espacio a ocupar por las placas era limitado, pero no un aspecto crítico. Por lo que la integración se realizó optimizando espacio, pero sin búsquedas intensivas de alternativas menos voluminosas. De ser necesario integrar este mismo sistema, pero en un espacio más reducido, podría contemplarse integrar el DSP en la placa madre como otro integrado más. El sistema electrónico aquí elaborado está centrado en el control de del motor eléctrico bajo unas especificaciones que llegan de forma ajena al sistema. Una posible mejora sería la de integrar la misma interfaz de usuario en la que se generan las órdenes de control más básicas (acelerar, frenar, etc.). Hay muchos aspectos que, de rediseñarse el proyecto, podrían incluir una serie de aspectos más actualizados. Por ejemplo, utilizar conectores de más fácil colocación y separación como el RJ-45, o utilizar protocolos de comunicación más actualizados que el asociado al conector RS-232 como el protocolo TCP/IP. Otra serie de mejoras a incluir podrían catalogarse en el ámbito vehicular antes que el desarrollo del sistema electrónico de control del motor. Entre ellas se incluirán la de utilizar un freno regenerativo para el vehículo, sistemas de autodiagnóstico, etc. Debido al carácter multidisciplinar de este trabajo, hay determinados aspectos que no se han tratado con la profundidad que podrían merecerse (Por ejemplo, análisis térmico del disipador, estudio y mejoras de ruido sobre las señales, diseño y producción de una envolvente eficiente…). Al ser un trabajo enfocado a los resultados, muchos aspectos han quedado sobredimensionados o no se han efectuado en su plenitud. Una futura división del trabajo en el rediseño de este equipo podría solventar estos aspectos, ya que la carga de cada trabajo sería más reducida y podría enfocarse en el tema que presenta. 5.2 Conclusión La integración de los vehículos eléctricos en el mercado actual es un proceso lento, ya que cuesta vencer los más de 200 años que la industria automovilística lleva 100 invirtiendo en los motores térmicos. El trabajo aquí desarrollado no es más que una ínfima parte de las tareas que debe superar un vehículo de motorización puramente eléctrica. El sistema desarrollado es un prototipo para evaluar el control de un vehículo eléctrico, por lo que hay muchos aspectos a mejorar y opciones que podrían resultar más atractivas para sistemas más enfocados en la producción en masa. Igualmente, el sistema aquí desarrollado sirve como primera base para evaluar y testar el funcionamiento de un complejo de estas características. Partiendo de esta base, es seguro que se puede desarrollar un sistema electrónico más eficiente y completo. También se espera que este trabajo pueda servir de futuras referencias a la hora de realizar sistemas electrónicos de características parecidas, contribuyendo a un avance colectivo de la implantación y desarrollo de vehículos eléctricos. 101 6. Bibliografía 1. Texas Instruments. TMS320F28335. www.ti.com. [En línea] Junio de 2007. [Citado el: 24 de Noviembre de 2014.] http://www.ti.com/product/tms320f28335. 2. olajedatos. [En línea] [Citado el: 4 de Noviembre de 2015.] http://www.olajedatos.com/documentos/baterias_plomo.pdf. 3. F.J.M. electronicafacil. [En línea] 2004. [Citado el: 4 de Noviembre de 2015.] http://www.electronicafacil.net/tutoriales/Baterias-Ni-Cd.php. 4. Wikipedia. [En línea] 17 de Junio de 2015. [Citado el: 4 de Noviembre de 2015.] https://es.wikipedia.org/wiki/Bater%C3%ADa_de_ion_de_litio. 5. Semikron. Semikron . [En línea] 9 de Mayo de 2006. [Citado el: 2015 de noviembre de 21.] http://www.semikron.com/dl/servicesupport/downloads/download/semikron-datasheet-skm100gb063d-22890040. 6. IXYS. www.farnell.com. [En línea] [Citado el: 14 de 11 de 2015.] http://www.farnell.com/datasheets/42429.pdf. 7. Graovac, Dusac, Pürschel, Marco y Kiep, Andreas. MOSFET Power Losses Calculation using the datasheet parameters. Neubiberg, Alemania : Infineon Technologies AG 2006, 2006. 8. Graovac, Dusan y Pürschel, Marco. IGBT Power Losses Calculation using the datasheet parameters. Neubiberg, Alemania : Infineon Technologies AG, 2009. 9. Texas Instruments. SN6501. www.ti.com. [En línea] Febrero de 2012. [Citado el: 22 de Noviembre de 2015.] http://www.ti.com/lit/ds/symlink/sn6501.pdf. 10. —. F28335-HWDevPkg-controlCARD schematics,BOM,pin-out table,Gerber files 2.0 (Rev. C) . [En línea] 7 de Julio de 2010. [Citado el: 20 de Diciembre de 2015.] http://www.ti.com/general/docs/lit/getliterature.tsp?baseLiteratureNumber=sprr1 02&fileType=zip. 11. Energymicro. FAT on SD card. [En línea] 05 de mayo de 2013. [Citado el: 20 de 12 de 2015.] www.energymicro.com. 12. DDK Ltd. www.ddknet.co.jp. [En línea] [Citado el: 16 de Diciembre de 2015.] http://www.ddknet.co.jp/English/products/print/card_edge/DMM100/DMM100_E NG.pdf. 102 13. Texas Instruments. www.ti.com. [En línea] [Citado el: 20 de Diciembre de 2015.] ftp://ftp.ti.com/pub/dml/DMLrequest/Christy_FTP-10-3012/controlSUITE/development_kits/~ExperimentersKits/ExperimentersKitHWdevPkg/USBDockingStation_Schematic%20%5BR3%5D.pdf. Trabajo de Fin de Máster Máster en Ingeniería Industrial Desarrollo de sistema electrónico de control de un variador de cinco fases para vehículo eléctrico CROSS RIDER ANEXOS Autor: Pablo Montero Robina Tutor: Federico J. Barrero García Ignacio González Prieto Departamento de Ingeniería Electrónica Escuela técnica superior de Sevilla Universidad de Sevilla Sevilla, 2016 B1 Mode B17 - 15V B33 GND B2 R B18 GND B34 GND B3 3,3 V B19 15 V B35 GND B4 GND B20 GND B36 GND B5 D B21 5 V B37 - B6 - B22 GND B38 - B7 GND B23 - B39 - B8 GND B24 - B40 - B9 GND B25 - B41 - B10 GND B26 - B42 GND B11 VO_1 B27 - B43 - B12 GND B28 GND B44 - B13 VO_2 B29 GND B45 - B14 GND B30 GND B46 - B15 - B31 GND B47 - B16 GND B32 GND B48 - B49 - B50 - - ‘Mode’: Pin de activación del modo ‘Loopback’. Mantener a ‘1’ para activar el modo autoescucha. Durante este modo, las salidas del driver al BUS se mantienen en alta impedancia y la entrada de datos al driver (D) es conectada con la salida de datos del driver (R). Esto permite realizar autodiagnósticos sin afectar al BUS de comunicaciones. - R: Salida de datos del BUS CAN - D: Entrada de datos al BUS CAN - VO_1: ‘Voltage Output’ de la tensión medida en el puerto 1 (P1) - VO_2: ‘Voltage Output’ de la tensión medida en el puerto 2 (P2) 2.2 Placa Corriente y Encoder Tabla 2 Pines Placa de Corriente y Encoder A1 3.3 V A17 GND A33 - A2 3.3 V A18 GND A34 - A3 3.3 V A19 - A35 - A4 +15 V A20 - A36 - A5 +15 V A21 - A37 - A6 +15 V A22 - A38 GND A7 GND A23 - A39 GND A8 Out4 A24 - A40 GND A9 GND A25 GND A41 GND A10 Out3 A26 GND A42 GND A11 GND A27 GND A43 - A12 Out2 A28 GND A44 - A13 GND A29 GND A45 - A14 Out1 A30 GND A46 - A15 GND A31 GND A47 - A16 GND A32 - A48 - 15 V A49 - A50 - 15 V B1 Enc_Out3 B17 - B33 - B2 GND B18 - B34 - B3 Enc_Out2 B19 - B35 - B4 GND B20 GND B36 - B5 Enc_Out1 B21 GND B37 GND B6 - B22 GND B38 GND B7 - B23 GND B39 GND B8 - B24 GND B40 GND B9 - B25 GND B41 GND B10 GND B26 GND B42 GND B11 GND B27 - B43 GND B12 GND B28 - B44 GND B13 GND B29 - B45 GND B14 - B30 - B46 - B15 - B31 - B47 - B16 - B32 - B48 - B49 - B50 - - Out4, Out3, Out2 y Out1: Salidas de la etapa de amplificación de las corrientes medidas en el sistema. - Enc_Out3, Enc_Out2, Enc_Out1: Señales aisladas de los pines del encoder. 2.3 Placa PWM A1 GND A17 - A33 - A2 GND A18 - A34 - A3 GND A19 - A35 - A4 OE A20 GND A36 - A5 GND A21 GND A37 - A6 Check_error A22 GND A38 GND A7 - A23 GND A39 GND A8 - A24 3.3 V A40 GND A9 - A25 - A41 - A10 - A26 3.3 V A42 - A11 - A27 - A43 GND_I A12 - A28 - A44 GND_I A13 - A29 - A45 GND_I A14 - A30 GND A46 GND_I A15 - A31 - A47 GND_I A16 - A32 - A48 GND_I A49 GND_I A50 GND_I B1 GND B17 - B33 D5 B2 GND B18 - B34 GND B3 GND B19 - B35 D4 B4 GND B20 - B36 GND B5 GND B21 - B37 D3 B6 GND B22 - B38 GND B7 E5 B23 - B39 D2 B8 GND B24 - B40 GND B9 E4 B25 - B41 D1 B10 - B26 - B42 - B11 E3 B27 - B43 GND_I B12 - B28 - B44 - B13 E2 B29 GND B45 5 V_I B14 GND B30 GND B46 GND_I B15 E1 B31 GND B47 5 V_I B16 - B32 - B48 GND_I B49 GND_I B50 5 V_I - OE: ‘Output Enable’ habilita los disparos. Esta señal se multiplica junto a los errores y las señales de los disparos en la etapa aislada de la placa antes de generar los disparos que irán hacia los drivers. Nivel alto para activar disparos - ‘Check Error’: Señal que resetea los errores almacenados en los biestables. Activo a nivel bajo. Durante el funcionamiento mantener siempre a nivel alto para capturar los errores. - GND_I: Tierra de la etapa aislada. - 5V_I: Señal de 5 V de la etapa aislada. - E5, E4, E3, E2 y E1: Errores capturados en los biestables del circuito externo. Estos errores se muestran por LEDS en la placa madre. Los jumpers disponibles en la placa no impiden que estas señales de error sigan mostrándose, por lo que deben seleccionarse también por software. Los jumpers impiden que los errores no seleccionados no multipliquen a los disparos en la etapa aislada. - D5, D4, D3, D2 y D1: Señales de los disparos generadas desde el DSP. Estas señales están desdobladas en las salidas con sus negados, por lo que un ‘1’ en esta señal ‘Dx’ se traduce en un ‘1’ en la señal ‘/Dx’ dibujada en la placa y un ‘0’ en la señal ‘Dx’ dibujada también en la placa. 2.4 DSP A1 3,3 V_Iso A17 VO_2 A33 D A2 RX_Iso A18 OE A34 E3 A3 - A19 - A35 E2 A4 - A20 Mode A36 E1 A5 - A21 - A37 GND A6 GND_I A22 - A38 DI A7 - A23 D5 A39 SCLK A8 GND A24 D4 A40 EQEPA-1 A9 - A25 - A41 - A10 GND A26 D3 A42 - A11 - A27 GND A43 - A12 GND A28 D2 A44 - A13 - A29 D1 A45 - A14 GND A30 Check_error A46 - A15 VO_1 A31 E5 A47 GND A16 - A32 E4 A48 TCK A49 TMS A50 EMU1 B1 3.3 V_Iso B17 - B33 R B2 TX_Iso B18 - B34 - B3 - B19 - B35 - B4 - B20 - B36 - B5 - B21 - B37 5 V B6 GND_I B22 - B38 DO B7 Out4 B23 - B39 CS B8 GND B24 - B40 EQUEPB-1 B9 Out3 B25 - B41 EQUEPI-1 B10 GND B26 - B42 5 V B11 Out2 B27 5 V B43 - B12 GND B28 - B44 - B13 Out1 B29 - B45 - B14 GND B30 - B46 5 V B15 - B31 - B47 TDI B16 - B32 5 V B48 TDO B49 TRSTn B50 EMU0 - 3.3 V_Iso: Tensión de 3,3 V aislada generada por la ‘CONTROL CARD’ para el puerto RS-232. - GND_I: Tierra aislada generada por la ‘CONTROL CARD’ para el puerto RS-232. - RX_ISO: Terminal de lectura del puerto RS-232 de la Control Card - TX_Iso: Terminal de escritura del puerto RS-232 de la Control Card. - SCLK: Reloj para comunicaciones (SPI) por puerto serie con la tarjeta SD - DO: Datos de salida de la tarjeta SD (MISO) - DI: Datos de entrada de la tarjeta SD. (MOSI) - CS: ‘Chip Select’ de la tarjeta SD. - TMS, TDI, TRSTn, EMU1, EMU0 y TCK: Pines asociados al puerto JTAG. Ver especificaciones en el datasheet de la ‘CONTROL CARD’. - EQEPA-1: Terminal de una de las señales del encoder conectada al pin dedicado del periférico desencriptador de encoder del mismo nombre. Esta señal está conectada con la señal ‘Enc_Out3’ de la placa de Corriente y Encoder. - EQEPB-1: Terminal de una de las señales del encoder conectada al pin dedicado del periférico desencriptador de encoder del mismo nombre. Esta señal está conectada con la señal ‘Enc_Out2’ de la placa de Corriente y Encoder. - EQEPI-1: Terminal de una de las señales del encoder conectada al pin dedicado del periférico desencriptador de encoder del mismo nombre. Esta señal está conectada con la señal ‘Enc_Out1’ de la placa de Corriente y Encoder. 3. Conectores de salida/entrada de cada placa En este capítulo se mostrarán las funcionalidades de cada conector situado en cada placa. Todos estos pines están situados en la parte superior de cada placa. 3.1 Placa Tensión - Conector P1: Conector con entrada atornillable dónde se introducen el terminal positivo y negativo de la tensión a medir. La salida de la tensión medida se emite por la señal VO_1. - Conector P2: Conector con entrada atornillable dónde se introducen el terminal positivo y negativo de la tensión a medir. La salida de la tensión medida se emite por la señal VO_2. - Conector P3: Terminal de dos pines dónde se conecta los dos cables del Bus CAN (CANH y CANL). Ver especificaciones del integrado SN65HVD233. 3.2 Placa PWM - Conector con ‘/D1’, ‘/D2’, ‘/D3’, ‘/D4’, ‘/D5’: Este conector emite las señales de los disparos generadas desde el DSP. Mirando desde la cara dónde se observa la serigrafía de los disparos, los dos primeros pines a la izquierda son ‘5V_I’ y ‘GND_I’ respectivamente. Los siguientes pines casan con lo expuesto en la serigrafía. - Conector con ‘D1’, ‘D2’, ‘D3’, ‘D4’ y ‘D5’: Este conector emite las señales negadas de los disparos generadas desde el DSP. Mirando desde la cara dónde se observa la serigrafía de los disparos, los dos primeros pines a la izquierda son ‘5V_I’ y ‘GND_I’ respectivamente. Los siguientes pines casan con lo expuesto en la serigrafía. - Conector con ‘E1’, ‘E2’, ‘E3’, ‘E4’ y ‘E5’: Este conector recibe las señales de los errores desde un circuito externo. Mirando desde la cara dónde se observa la serigrafía de los errores, el tercer pin desde la izquierda corresponde con la tierra de la etapa aislada. El resto de pines casan con lo expuesto en la serigrafía. 3.3 Placa Corriente - Conector encoder: El conector del encoder se trata del único conector de color naranja en la placa de Corriente con 8 terminales atornillables. Solo se utilizan los 6 primeros contando desde la esquina de la placa más cercana al terminal. Las señales del encoder se activan de forma pareada, eso quiere decir que es necesario disponer de 5 V en un terminal y su tierra asociada en el terminal consecutivo. Si la tierra de las 3 señales del encoder es común, basta con cortocircuitar los terminales 2,4 y 6 y conectarlos a la tierra. - Conectores de corriente: Los conectores de los sensores de corriente son los conectores restantes en la placa de corriente y encoder. Se tratan de dos conectores de 10 terminales cada uno que siguen las indicaciones expuestas en la serigrafía de la cara en la que están colocados. A esta se añaden dos puntos de tierra correspondientes a los terminales intermedios. De esta forma, contando desde el extremo opuesto al conector del encoder, las señales corresponderían de la siguiente forma:  1: - 15V  2: MED3  3: +15V  5: GND  6: GND  8: -15 V  9: MED4  10: +15 V Repitiendo el mismo orden para el conector homólogo de la misma placa pero con las medidas 1 y 2. 3.4 Placa Drivers - Conector P1: Es el conector que aparece en la placa de drivers más cercano al convertidor DC/DC. En este conector entran las señales de los disparos que activarán los Mosfets superiores del convertidor. Las características de cada pin están descritas en la serigrafía en la misma placa además de los 5 V aislados del primer pin (más cercano al DC/DC) que se trasmiten al conector P20 para circuitos externos. - Conector P2: Es el tercer conector de la placa de drivers. Es el homólogo al conector P2 con las excepciones de que las señales de disparo corresponden a la activación de los Mosfets inferiores del convertidor y de que el primer pin está flotante en esta placa. - Conector P18: Es el conector que transmite los errores desde la placa de drivers hasta el sistema dónde se almacenan los errores y transmiten al DSP. Las características de los pines están expuestas en la serigrafía de la misma placa. Los errores ‘E1_output’ y ‘E2_output’ quedan reservados para errores generados por los mismos drivers. El resto de errores son provenientes de un circuito externo conectado al conector P20. Estas señales de errores se transmiten a la puerta de un par Darlington por lo que la corriente consumida por ellos es casi nula. Conector P20: Este conector es el más alejado del convertidor DC/DC de la placa de drivers. En el sistema desarrollado en este trabajo este conector pueda quedar redundante. La idea de este conector es permitir la recepción de los 3 errores sobrantes por un circuito ajeno a la etapa de Drivers. Las características de los pines están expuestas en la misma serigrafía de la placa habiendo habilitado 2 pines de 5 V y 2 pines de tierra aisladas de la etapa lógica del sistema (Limitado a 200 mA). Las señales de los errores deben ser activas a nivel bajo y con niveles de tensión comprendidos entre 5 y 15 V. 3.5 Placa Sensores - Conector P1 y P2: Son los conectores que posee la placa de drivers. Visto desde la cara superior (la cara dónde están los componentes y no tiene cobre) las características de los 10 pines de cada conector siguen este orden.  1: +15 V  2: Med1  3: -15 V  5 y 6: GND (Conectado al plano de masa de la PCB; no tiene relevancia con los sensores)  8: +15 V  9: Med2  10: -15 V Siendo el orden de izquierda a derecha. Las características de estos pines son extrapolables al segundo conector con la diferencia de que los pines de ‘Med1’ y ‘Med2’ corresponderán a los sensores restantes. Cabe mencionar que las señales ‘Medx’ son señales en corriente emitidas por el sensor que requieren de un circuito de adaptación (Ver capítulos 2.5.2, 3.2.2 y 3.2.3 de la memoria del trabajo). Texas Instruments – C2000 F28335 controlCARD [R1.0] DIMM100 pin-out V33D-ISO 1 51 V33D-ISO ISO-RX-RS232 2 52 ISO-TX-RS232 3 53 4 54 5 55 GND_ISO 6 56 GND_ISO ADCIN-B0 7 57 ADCIN-A0 GND 8 58 GND ADCIN-B1 9 59 ADCIN-A1 GND 10 60 GND ADCIN-B2 11 61 ADCIN-A2 GND 12 62 GND ADCIN-B3 13 63 ADCIN-A3 GND 14 64 GND ADCIN-B4 15 65 ADCIN-A4 16 66 ADCIN-B5 17 67 ADCIN-A5 GPIO-58 / MCLKR-A / XD21 (EMIF) 18 68 GPIO-59 / MFSR-A / XD20 (EMIF) ADCIN-B6 19 69 ADCIN-A6 GPIO-60 / MCLKR-B / XD19 (EMIF) 20 70 GPIO-61 / MFSR-B / XD18 (EMIF) ADCIN-B7 21 71 ADCIN-A7 GPIO-62 / SCIRX-C / XD17 (EMIF) 22 72 GPIO-63 / SCITX-C / XD16 (EMIF) GPIO-00 / EPWM-1A 23 73 GPIO-01 / EPWM-1B / MFSR-B GPIO-02 / EPWM-2A 24 74 GPIO-03 / EPWM-2B / MCLKR-B GPIO-04 / EPWM-3A 25 75 GPIO-05 / EPWM-3B / MFSR-A / ECAP-1 GPIO-06 / EPWM-4A / SYNCI / SYNCO 26 76 GPIO-07 / EPWM-4B / MCLKR-A / ECAP-2 GND 27 77 +5V in GPIO-08 / EPWM-5A / CANTX-B / ADCSOC-A 28 78 GPIO-09 / EPWM-5B / SCITX-B / ECAP-3 GPIO-10 / EPWM-6A / CANRX-B / ADCSOC-B 29 79 GPIO-11 / EPWM-6B / SCIRX-B / ECAP-4 GPIO-48 / ECAP5 / XD31 (EMIF) 30 80 GPIO-49 / ECAP6 / XD30 (EMIF) GPIO-84 31 81 GPIO-85 GPIO-86 32 82 +5V in GPIO-12 / TZ-1 / CANTX-B / MDX-B 33 83 GPIO-13 / TZ-2 / CANRX-B / MDR-B GPIO-15 / TZ-4 / SCIRX-B / MFSX-B 34 84 GPIO-14 / TZ-3 / SCITX-B / MCLKX-B GPIO-24 / ECAP-1 / EQEPA-2 / MDX-B 35 85 GPIO-25 / ECAP-2 / EQEPB-2 / MDR-B GPIO-26 / ECAP-3 / EQEPI-2 / MCLKX-B 36 86 GPIO-27 / ECAP-4 / EQEPS-2 / MFSX-B GND 37 87 +5V in GPIO-16 / SPISIMO-A / CANTX-B / TZ-5 38 88 GPIO-17 / SPISOMI-A / CANRX-B / TZ-6 GPIO-18 / SPICLK-A / SCITX-B 39 89 GPIO-19 / SPISTE-A / SCIRX-B GPIO-20 / EQEPA-1 / MDX-A / CANTX-B 40 90 GPIO-21 / EQEPB-1 / MDR-A / CANRX-B GPIO-22 / EQEPS-1 / MCLKX-A / SCITX-B 41 91 GPIO-23 / EQEPI-1 / MFSX-A / SCIRX-B GPIO-87 42 92 +5V in GPIO-28 / SCIRX-A / Resv / TZ5 43 93 GPIO-29 / SCITX-A / Resv / TZ6 GPIO-30 / CANRX-A 44 94 GPIO-31 / CANTX-A GPIO-32 / I2CSDA / SYNCI / ADCSOCA 45 95 GPIO-33 / I2CSCL / SYNCO / ADCSOCB GPIO-34 / ECAP1 / XREADY (EMIF) 46 96 +5V in GND 47 97 TDI TCK 48 98 TDO TMS 49 99 TRSTn EMU1 50 100 EMU0