Sistema eletrónico para interface bidirecional para a rede de veículos elétricos

FACULDADE DE ENGENHARIA DA UNIVERSIDADE DO PORTO Sistema Eletrónico para Interface Bidirecional para a Rede de Veículos Elétricos Joel Alexandre Marinho Mestrado Integrado em Engenharia Eletrotécnica e de Computadores Orientador: António Pina Martins (Prof. Dr.) 2 de Outubro de 2013 © Joel Marinho, 2013 ii Resumo O conceito Vehicle-to-Grid (V2G) é relativamente atual e alvo de muita discussão devido às suas vantagens e desvantagens. Os automóveis estão parados, em média, cerca de 23hpor dia, e durante todo esse tempo não criam valor ao utilizador. A principal ideia deste conceito é fornecer energia elétrica para a rede a partir das baterias dos veículos, criando assim valor para o utilizador enquanto o seu veículo estiver parado. Uma desvantagem diretamente associada a isso é a diminuição do tempo de vida das baterias devido ao número de cargas/descargas efetuadas. O intuito desta dissertação é o desenvolvimento de um sistema de carga/descarga das baterias, com foco nos aspetos necessários para uma transferência de energia para a rede elétrica eficiente. Entre as diversas topologias de conversão AC/DC-DC/AC foi escolhida uma topologia multinível, denominada Neutral-Point-Clamped (NPC). Foi feita uma análise detalhada do método de controlo utilizado, sendo este baseado no controlo direto das potências ativa e reativa da saída do conversor. São apresentados resultados de simulação em diversas condições de operação e efetuada a respetiva análise. Os resultados de simulação e experimentais ajudam a demonstrar a validade do método de controlo e as características do sistema de interface para a rede elétrica estudados. iii iv Abstract The concept Vehicle-to-Grid (V2G) is relatively new and target of much discussion due to its advantages and disadvantages. Vehicles are stopped on average about 23h a day and during this time they do not add value to the user. The main idea of this concept is to provide electricity to the grid from the vehicle batteries, thus adding value for the user while his vehicle is stopped. A disadvantage directly associated with this would be the decrease of the lifetime of the battery due to excessive charging and discharging. The purpose of this dissertation is the development of the battery charging system, with a focus on aspects needed for an efficient transfer of energy to the grid. Among the different AC/DC-DC/AC conversion topologies it was chosen a multilevel power conversion topology, called Neutral-Point-Clamped (NPC). A detailed analysis of the control method used was made, which is based on direct control of active and reactive power of the converter output. The simulation and experimental results help to demonstrate the validity of the control method and the characteristics of the electric grid interface system studied. v vi Agradecimentos Agradeço ao meu orientador, Professor Doutor António Pina Martins, pela sua disposição e pelos conhecimentos transmitidos ao longo deste trabalho. Agradeço a todos os meus amigos e colegas que me acompanharam durante o meu percurso académico. Agradeço à minha madrinha, por todo o carinho e educação que me deu e continua a dar durante a minha vida. Agradeço, em especial, à minha mãe, por todo o sacrifício que fez por mim e pelo amor e apoio que me tem dado, sem ela nada disto seria possível. Um Muito Obrigado a todos. BB. Joel Marinho vii xiv CONTEÚDO Lista de Figuras 2.1 ArquiteturadumBEV. ............................... 4 2.2 Topologia de um veículo elétrico híbrido série. . . . . . . . . . . . . . . . . . . 4 2.3 Topologia de um veículo elétrico híbrido paralelo. . . . . . . . . . . . . . . . . . 5 2.4 Processo químico de uma Fuel-Cell......................... 7 2.5 Princípio de funcionamento de um flywheel..................... 8 2.6 Esquema do conversor AC-DC de meia ponte monofásico. . . . . . . . . . . . . 10 2.7 Esquema do conversor AC-DC de meia ponte trifásico. . . . . . . . . . . . . . . 11 2.8 Esquema do conversor AC-DC de ponte completa monofásico. . . . . . . . . . . 12 2.9 Esquema do conversor AC-DC de ponte completa trifásico. . . . . . . . . . . . . 12 2.10 Esquema do conversor AC-DC de três níveis. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 13 2.11 (a) Topologia da conversão de potência; (b) Formas de onda ideais na fonte AC e na carga; (c) Formas de onda reais na fonte AC e na carga. . . . . . . . . . . . . 14 2.12 Modulação sinusoidal (Sinusoidal Pulse Width Modulation - SPWM). . . . . . . 15 2.13 Modulação trapezoidal (Trapezoidal Pulse Width Modulation - TPWM). . . . . . 16 2.14Modulaçãoemescada. ............................... 16 2.15 Injeção do terceiro harmónico. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 17 2.16 Topologias de filtros básicos. (a) Filtro L; (b) Filtro LC; (c) Filtro LCL. . . . . . 18 2.17 Princípio de operação do controlo por histerese. . . . . . . . . . . . . . . . . . . 19 2.18 Esquema do método de controlo vetorial. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 20 3.1 Topologia do inversor de 5 níveis NPC. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 26 3.2 Esquema do método de controlo. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 27 3.3 Exemplo de implementação do sistema SOGI. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 28 3.4 Exemplo de implemetação do sistema de transformação de coordenadas αβ para dq........................................... 29 3.5 Exemplo de implemetação do sistema de transformação de coordenadas dq para αβ. 29 3.6 Classificação dos métodos de modulação multinível. . . . . . . . . . . . . . . . 30 3.7 Sinais utilizados para a modulação SPWM. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 30 3.8 Exemplo de implementação do método de modulação SPWM. . . . . . . . . . . 30 3.9 Exemplo de implementação do cálculo das potências ativa e reativa. . . . . . . . 31 3.10 Exemplo de implementação do método de controlo DPC. . . . . . . . . . . . . . 33 3.11 Ambiente de teste ao sistema SOGI. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 34 3.12 Sinais alpha ebeta obtidos a partir do sistema SOGI. . . . . . . . . . . . . . . . 34 3.13 Ambiente de teste ao sistema PLL. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 35 3.14 Sinais relevantes no sistema PLL. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 35 4.1 Arquitetura do sistema eletrónico. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 38 4.2 Plataforma de processamento da Texas Instruments®(TMS320f28335). . . . . . 40 xv xvi LISTA DE FIGURAS 4.3 Transdutores utilizados na montagem experimental. . . . . . . . . . . . . . . . . 40 4.4 Esquema de ligação do transdutor LEM LV25-P................... 41 4.5 Circuito de condicionamento do sinal de corrente. . . . . . . . . . . . . . . . . . 42 4.6 Circuito de condicionamento do sinal de tensão. . . . . . . . . . . . . . . . . . . 43 4.7 Flip-flop dotipoRS. ................................ 44 4.8 Circuito de proteção de corrente. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 45 4.9 Dispositivos utilizados no circuito de drive do conversor. . . . . . . . . . . . . . 45 4.10 Circuito de drive paraosIGBTs........................... 46 4.11 Módulo de IGBTs SK50MLI065 da SEMIKRON®. ................ 46 5.1 Simulação em ambiente Simulink®do sistema de controlo do conversor. . . . . . 50 5.2 Esquema básico do carregamento do barramento DC/bateria. . . . . . . . . . . . 50 5.3 Sinais de tensão e corrente na rede e no conversor. . . . . . . . . . . . . . . . . . 51 5.4 Esquema básico do sistema de transferência de energia para a rede. . . . . . . . . 51 5.5 Sinais relevantes das gates dosIGBTs........................ 52 5.6 Sinais de tensão e corrente na rede e no conversor. . . . . . . . . . . . . . . . . . 52 5.7 Transformada de Fourier do sinal de corrente na rede. . . . . . . . . . . . . . . . 53 5.8 Sinais de tensão e corrente na rede com fator de potência unitário. . . . . . . . . 54 5.9 Harmónicos de corrente na rede para o ensaio em regime permanente com fp = 1. 54 5.10 Sinais de tensão e corrente na rede com fator de potência igual a 0.8. . . . . . . . 55 5.11 Harmónicos de corrente na rede para o ensaio em regime permanente com fp = 0.8. 55 5.12 Ensaio em regime dinâmico com alteração de potência ativa. . . . . . . . . . . . 56 5.13 Ensaio em regime dinâmico com alteração de potência reativa. . . . . . . . . . . 57 5.14 Sinal de tensão e do theta do teste ao sistema PLL. . . . . . . . . . . . . . . . . 58 5.15 Sinais relevantes do circuito de condicionamento. . . . . . . . . . . . . . . . . . 59 5.16 Circuito implementado em PCB para os circuitos de condicionamento e proteção. 59 5.17 Sinais relevantes de comando dos IGBTs. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 60 A.1 Exemplo do ambiente de desenvolvimento do Simulink®.............. 63 A.2 Exemplo do ambiente de desenvolvimento do PSIM®................ 64 A.3 Exemplo de alguns dos ambientes de desenvolvimento do KiCAD®. ....... 65 A.4 Exemplo do ambiente de simulação do PSpice®................... 66 A.5 Exemplo do ambiente de emulação do VBBExpress®................ 67 B.1 Footprint da PCB de drive.............................. 69 B.2 Footprint da PCB de condicionamento. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 70 B.3 Footprint daPCBdeaquisição............................ 70 B.4 Footprint da PCB dos módulos + sensores (top layer)................ 71 B.5 Footprint da PCB dos módulos + sensores (bottom layer).............. 71 C.1 Exemplo de "necking-down"............................. 75 C.2 Exemplo de um bom roteamento de pistas (esquerda) e de um mau roteamento (direita)........................................ 79 Lista de Tabelas 2.1 Tempos de desconexão para variações de tensão (Norma IEC 61727). . . . . . . 22 2.2 Tempos de desconexão para variações de frequência (Norma IEC 61727). . . . . 22 2.3 Limitação de injeção de corrente DC na rede. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 23 2.4 Valores máximos de harmónicos da corrente. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 23 4.1 Parâmetros iniciais para o projeto do conversor. . . . . . . . . . . . . . . . . . . 38 4.2 Tabela de verdade do flip-flop dotipoRS. ..................... 44 C.1 Espaçamento mínimo entre condutores. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 77 xvii xviii LISTA DE TABELAS Abreviaturas e Símbolos Lista de Abreviaturas AC Alternating Current ADC Analog-to-Digital Converter ASD Adjustable Speed Drives BEV Battery Electric Vehicle CSI Current-Source Inverters DC Direct Current DKE Deutsche Kommission Elektrotechnik DPC Direct Power Control DRC Design Rule Checking DSP Digital Signal Processor EV Electric Vehicles FACTS Flexible AC Transmission System FCEV Fuel Cell Electric Vehicle FFT Fast Fourier Transform FLC Flying Capacitor HEV Hybrid Electric Vehicle ICE Internal Combustion Engine IEC International Electrotechnical Commission IEEE Institute of Electrical and Eletronic Engineers IGBT Insulated-Gate Bipolar Transistor IPC Institute for Interconnecting and Packaging Electronic Circuits NiMH Nickel Metal Hydride NPC Neutral-Point-Clamped PCB Printed Circuit Board PHEV Plug-in Hybrid Electric Vehicle PI Proportional-Integral PLL Phase-Locked Loop PWM Pulse Width Modulation SPWM Sinusoidal Pulse Width Modulation SVC Static VAR Compensator THD Total Harmonic Distortion TPWM Trapezoidal Pulse Width Modulation UPS Uninterruptible Power Supply V2G Vehicle-to-Grid VCO Voltage-Controlled Oscillator VSI Voltage-Source Inverters xix xx ABREVIATURAS E SÍMBOLOS Lista de Símbolos CCapacidade f1Frequência fundamental fsFrequência de comutação hÍndice da componente harmónica de um sinal IpValor de pico do sinal de corrente kFator de amortecimento do sistema SOGI LIndutância maÍndice de modulação de amplitude mfÍndice de modulação de frequência pPotência ativa qPotência reativa RResistência TsPeríodo de amostragem vcTensão no conversor Vdc Valor de tensão constante no barramento DC VgTensão da rede vpValor de pico do sinal de tensão Vsin Sinal de tensão com forma de onda sinusoidal Vtri Sinal de tensão com forma de onda triangular xdSinal de tensão/corrente com componente direta xqSinal de tensão/corrente com componente em quadratura xre f Sinal de tensão/corrente de referência xαSinal de tensão/corrente com componente alpha xβSinal de tensão/corrente com componente beta αNIntervalo Ndo sinal de modulação em escada ϕ1Desfasamento entre os sinais de tensão e corrente ωFrequência angular Capítulo 1 Introdução 1.1 Motivação O elevado número de veículos de combustão interna em uso por todo o mundo tem causado e continua a causar sérios problemas ambientais e, consequentemente, problemas à vida das pessoas. Poluição do ar, aquecimento global, o rápido esgotamento dos recursos petrolíferos são problemas cuja seriedade atual é notável. Os novos tipos de veículos, sendo estes veículos elétricos (Electric Vehicles - EV), veículos elétricos híbridos (Hybrid Electric Vehicles - HEV) e veículos elétricos a células de combustível (Fuel-Cell Electric Vehicles - FCEV), têm sido tipicamente propostos para substituir os veículos convencionais num futuro próximo. Estes têm a principal vantagem de produzir menos emissões de CO2e de outros gases prejudiciais para a saúde do ser humano em comparação com os veículos de combustão interna. A possibilidade de carregar as baterias destes novos veículos elétricos está cada vez mais presente em todo o mundo. Para permitir esse carregamento são necessários conversores de potência que permitam a transferência de energia entre a rede elétrica e as baterias. É com base numa ideia de melhoria das tecnologias de conversores existentes que foi desenvolvido este trabalho. 1.2 Objetivos De forma a organizar um procedimento de trabalho, foram delimitados os seguintes objetivos: • desenvolvimento em ambiente de simulação de um conversor bidirecional capaz de transformar a energia de um barramento DC em energia AC (com as mesmas características da rede elétrica); • dimensionamento e implementação dos circuitos de proteção e condicionamento de sinal necessários para a ligação com o microcontrolador da Texas Intruments (DSP F28335); • projeto em PCB (Printed Circuit Board) dos circuitos utilizados na montagem prática; 1 2Introdução • testes e análise dos resultados obtidos nas simulações efetuadas; • desenvolvimento experimental do controlo do conversor testado em simulação com recurso à plataforma de controlo DSP F28335; 1.3 Estrutura do Documento Esta dissertação é composta por seis capítulos, contendo também três anexos complementares. No primeiro capítulo é feita uma breve apresentação dos objetivos desta dissertação e a sua contextualização. O segundo capítulo, intitulado de Estado da Arte, apresenta um estudo realizado sobre alguns dos vários conceitos relacionados com este tema de dissertação. São abordados temas como, por exemplo, veículos elétricos, sistemas de carregamento e de armazenamento de energia para veículos elétricos, normas de transferência de energia para a rede, entre outros. No terceiro capítulo é feita uma análise ao método de controlo utilizado no conversor multinível. São apresentados todos os blocos essenciais para efetuar o método de controlo DPC (Direct Power Control) assim como é mostrada uma possível implementação em ambiente de simulação, sendo, neste caso, utilizados os softwares Simulink®ePSIM®. O quarto capítulo apresenta um dimensionamento dos elementos necessários para um protótipo de implementação prática do conversor multinível e respetivo controlo. No quinto capítulo é feita uma breve apresentação e análise dos resultados obtidos. O sexto capítulo contém as conclusões e possíveis trabalhos futuros a implementar. Capítulo 2 Estado da Arte 2.1 Veículos Elétricos 2.1.1 Introdução Neste capítulo será apresentada uma visão geral dos vários tipos de veículos elétricos (Electric Vehicles - EV), bem como dos diferentes sistemas de armazenamento de energia. Serão apresentados também alguns conversores de potência utilizados nos sistemas de carregamento juntamente com as respetivas técnicas de modulação utilizadas para controlar esses conversores. Por fim são mencionadas várias normas a cumprir relacionadas com a ligação e transferência de energia para a rede elétrica. 2.1.2 Tipos de veículos elétricos 2.1.2.1 Battery Electric Vehicle (BEV) A arquitetura de Battery Electric Vehicle é relativamente simples e pode ser observada na figura 2.1. Este veículo é constituído por uma bateria elétrica como elemento de armazenamento de energia, por um motor elétrico e por um controlador. A bateria é normalmente carregada com recurso à rede elétrica por via de uma ficha e uma unidade de carregamento da bateria que pode estar localizada no próprio veículo ou no ponto de carregamento. A função do controlador é adequar a potência fornecida ao motor elétrico e consequentemente a velocidade do veículo. Este controlador é conhecido como conversor de dois quadrantes. Contudo, é frequente utilizar-se conversores de quatro quadrantes sendo este tipo de conversores possibilita a travagem regenerativa. Este tipo de veículo ainda é muito limitado no que diz respeito a questões de alcance e de desempenho. Contudo, mostra-se suficiente para grande parte dos utilizadores [1]. 2.1.2.2 Plug-in Hybrid Electric Vehicle (PHEV) Existem diferentes variações para o veículo elétrico híbrido. O tipo mais comum de veículos híbridos combina um motor de combustão interna (Internal Combustion Engine - ICE) com uma bateria, um motor elétrico e um gerador. 3 10 Estado da Arte 2.2 Sistemas de carregamento 2.2.1 Topologias de conversores de potência bidirecionais Os conversores de potência bidirecionais têm a capacidade de converter corrente alternada em corrente contínua durante o modo de carregamento da bateria e converter corrente contínua em corrente alternada durante o modo de descarregamento da bateria. De seguida serão apresentadas algumas topologias possíveis para os conversores bidirecionais. 2.2.1.1 Conversor AC-DC de meia ponte monofásico O conversor AC-DC de meia ponte, na sua versão monofásica, é constituído por um filtro, dois condensadores e dois semicondutores de potência com díodos em anti-paralelo, como mostra a figura 2.6 [7]. Figura 2.6: Esquema do conversor AC-DC de meia ponte monofásico. Durante o carregamento da bateria, os semicondutores T1 e T2 podem ser deixados em aberto, o que faz com que a corrente seja retificada, ao passar pelos díodos. Quando a tensão AC é positiva, o interruptor T1 é ligado, ou seja, conduz a corrente e o díodo do interruptor T2 impede a passagem da corrente, é assim ligado o condensador C1 à fonte AC. Quando a tensão AC é negativa acontece o oposto e o condensador C2 é ligado à fonte AC. A amplitude da tensão DC é aproximadamente igual à amplitude da tensão pico a pico da fonte AC. Este conversor também funciona como retificador ativo ao ligar os interruptores quando os díodos estão diretamente polarizados. No modo de descarregamento da bateria, os semicondutores T1 e T2 são ligados e desligados por um controlo baseado em modulação por largura de pulsos (Pulse Width Modulation - PWM), assegurando assim que estes não estão em condução ao mesmo tempo. Assumindo que C1 e C2 são iguais, os semicondutores T1 e T2 são controlados de forma 2.2 Sistemas de carregamento 11 a serem obtidos os valores de tensão Vdc/2 e −Vdc/2. Após a passagem pelo filtro, esta tensão apresenta uma forma de onda sinusoidal e aceitável para a injeção na rede [7]. 2.2.1.2 Conversor AC-DC de meia ponte trifásico O conversor AC-DC de meia ponte trifásico é constituído por 3 bobinas, 2 condensadores e 6 semicondutores. O seu princípio de funcionamento é essencialmente o mesmo que o conversor AC-DC de meia ponte monofásico e o esquema do conversor é mostrado na figura 2.7. Figura 2.7: Esquema do conversor AC-DC de meia ponte trifásico. A amplitude da tensão DC é praticamente a mesma que no conversor monofásico, contudo a potência é 3 vezes maior, o que permite um carregamento da bateria teoricamente 3 vezes mais rápido. A vantagem desta topologia está no baixo número de semicondutores, o que leva a um baixo custo de implementação. Contudo, tem a desvantagem destes semicondutores estarem sob constante stress, o que pode levar à utilização de outros dispositivos em paralelo ou em série para aguentar valores elevados de tensão ou de corrente. 2.2.1.3 Conversor AC-DC de ponte completa monofásico A versão monofásica do conversor AC-DC de ponte completa é constituído por uma bobina, um condensador e 4 semicondutores com díodos em anti-paralelo. Tal como no conversor de meia ponte, os interruptores permanecem desligados no modo de carregamento da bateria e os díodos retificam a corrente de forma passiva. O esquema deste conversor pode ser observado na figura 2.8. Quando a fonte AC fornece tensão positiva, o condensador C fica em paralelo com a fonte através dos semicondutores T1 e T4. Quando esta é negativa cabe aos semicondutores T2 e T3 a conexão da fonte ao condensador C. Desta forma, a amplitude da tensão DC no condensador C é praticamente igual à amplitude da tensão da fonte AC. No modo de descarregamento da bateria, os interruptores T1 e T4 ou T2 e T3 podem ser ligados de forma a obterem-se as tensões Vdc e −Vdc respetivamente, isto quando aplicado o controlo PWM apropriado. Cabe ao filtro suavizar o sinal de forma a que este fique sinusoidal [7]. 12 Estado da Arte Figura 2.8: Esquema do conversor AC-DC de ponte completa monofásico. 2.2.1.4 Conversor AC-DC de ponte completa trifásico Para o conversor de ponte completa trifásico são necessários 3 filtros, 1 condensador e 8 semicondutores com díodos em anti-paralelo. O princípio de funcionamento deste conversor é o mesmo que o conversor de ponte completa monofásico, contudo o facto de ter três fases implica o uso de mais dispositivos mas também aumenta a taxa de carregamento da bateria. Este circuito pode ser observado na figura 2.9. Figura 2.9: Esquema do conversor AC-DC de ponte completa trifásico. Em comparação ao conversor de meia ponte, este conversor usa 1 condensador a menos e 2 transístores a mais. Isso implica que o conversor de ponte completa tem um custo superior ao conversor de meia ponte, contudo é importante ter em conta que os componentes do conversor de ponte completa estão sob menos stress, o que pode implicar uma maior durabilidade destes componentes. O facto de ter mais semicondutores requer a utilização de mais sinais PWM, o que 2.2 Sistemas de carregamento 13 adiciona complexidade e custo ao circuito de controlo. Analogamente ao conversor de meia ponte, o conversor de ponte completa também pode produzir harmónicos de corrente não desejados. De notar que a tensão de saída do conversor de meia ponte é ±Vdc/2 enquanto a tensão de saída do conversor de ponte completa é ±Vdc. Isto pode ser um fator importante na escolha do conversor, uma vez que o conversor de ponte completa pode ter o dobro de tensão de saída em comparação ao conversor de meia ponte. 2.2.1.5 Conversor AC-DC de três níveis O último e o mais complicado dos conversores bidirecionais apresentados é o conversor de três níveis. Este conversor combina as funcionalidades dos conversores de meia ponte e de ponte completa. O conversor de três níveis monofásico funciona como retificador de igual forma ao conversor de ponte completa e pode ser observado na figura 2.10. Figura 2.10: Esquema do conversor AC-DC de três níveis. Quando a tensão da fonte AC é positiva, os díodos internos dos semicondutores T1, T3 e T6 estão em condução. De modo dual, quando a tensão AC é negativa estão em condução os semicondutores T2, T4 e T5. Durante a retificação ativa, os interruptores podem ser ligados de tal forma a aplicar tensões diferentes de saída. Ambos os métodos passivo e ativo carregam os condensadores C1 e C2 a metade da amplitude da tensão da fonte AC. Quando T1, T3 e T6 ou T2, T4 e T5 estão em condução, a tensão aplicada na carga pode ser Vdc ou −Vdc, respetivamente. Este conversor, assim como o conversor de ponte completa, pode entregar à carga 0 volts [7]. 14 Estado da Arte 2.2.2 Técnicas de modulação para controlo dos inversores O principal objetivo de um inversor é produzir uma forma de onda AC a partir de uma fonte DC. Estas formas de onda são necessárias em controladores de velocidade ajustável (Adjustable Speed Drives - ASD), fontes de alimentação ininterrupta (Uninterruptible Power Supply - UPS), compensadores estáticos de VAR (Static VAR Compensator - SVC), filtros ativos, sistemas de transmissão flexíveis em AC (Flexible AC Transmission System - FACTS), compensadores de tensão, entre outros. Na figura 2.11 pode ser observada um exemplo de uma topologia de potência assim como algumas formas de onda de tensão e de corrente relevantes. Para se obter saídas sinusoidais, a amplitude, frequência e fase têm que ser controláveis. De acordo com o tipo de forma de onda pretendida na saída de um conversor, estas topologias podem ser consideradas como inversores de tensão (Voltage-Source Inverters - VSI), onde a forma de onda a ser controlada é a tensão, ou de forma dual, como inversores de corrente (Current-Source Inverters - CSI) onde a forma de onda controlada é a corrente. Estas estruturas são utilizadas em aplicações industriais de média tensão, onde é necessária uma boa qualidade dos sinais de tensão/corrente [8]. Figura 2.11: (a) Topologia da conversão de potência; (b) Formas de onda ideais na fonte AC e na carga; (c) Formas de onda reais na fonte AC e na carga. Os sinais PWM são sequências de pulsos com uma frequência e amplitude fixas e um comprimento de pulso variável. Este comprimento de pulso do sinal PWM varia consoante o sinal de modulação. Quando um sinal PWM é aplicado numa gate de um transístor, este faz com que o transístor entre ou saia de condução. As vantagens do PWM dum conversor de potência de comutação são: 2.2 Sistemas de carregamento 15 • Fácil implementação e controlo; • Baixo consumo de potência; • Possibilidade de comutação numa grande gama de frequências (50Hz - 100kHz); • Compatível com os microprocessadores atuais. 2.2.2.1 Modulação Sinusoidal De forma a produzir-se um sinal PWM a uma certa frequência, um sinal de controlo sinusoidal com a frequência desejada é comparado com uma onda triangular. A frequência do sinal triangular está relacionada com a frequência de comutação do inversor e é geralmente mantida constante assim como a sua amplitude Vtri. O sinal de controlo Vsin é usado para modular o duty cicle e tem uma frequência f1, sendo esta a frequência fundamental da tensão de saída do inversor. O índice de modulação de amplitude é definido por: ma=Vsin Vtri (2.1) O índice de modulação de frequência é definido por: mf=fs f1(2.2) Na figura 2.12 pode ser observado um exemplo de modulação sinusoidal [9]. 0 0.005 0.01 0.015 0.02 0.025 0.03 0.035 0.04 −1 −0.5 0 0.5 1 SPWM 0 0.005 0.01 0.015 0.02 0.025 0.03 0.035 0.04 0 0.5 1 vtri vsin PWM Figura 2.12: Modulação sinusoidal (Sinusoidal Pulse Width Modulation - SPWM). 2.2.2.2 Modulação trapezoidal Esta técnica de modulação é muito semelhante à modulação sinusoidal. Contudo, a utilização de um sinal de referência trapezoidal em vez de sinusoidal permite aumentar os padrões de 16 Estado da Arte comutação do sinal PWM. Este sinal trapezoidal pode ser gerado a partir de um sinal triangular limitando a sua amplitude a um determinado valor. Esta técnica pode ser observada na figura 2.13. 0 0.005 0.01 0.015 0.02 0.025 0.03 0.035 0.04 −1 −0.5 0 0.5 1 TPWM vtri vtrap 0 0.005 0.01 0.015 0.02 0.025 0.03 0.035 0.04 0 0.5 1 PWM Figura 2.13: Modulação trapezoidal (Trapezoidal Pulse Width Modulation - TPWM). 2.2.2.3 Modulação em escada Nesta técnica o sinal de modulação é uma forma de onda em escada. O sinal não é uma amostragem de um sinal sinusoidal mas sim uma divisão em intervalos específicos αN, em que cada αé escolhido de forma a eliminar determinados harmónicos. Na figura 2.14 pode-se observar os sinais relevantes para a técnica de modulação em escada. 0 0.005 0.01 0.015 0.02 0.025 0.03 0.035 0.04 −1 −0.5 0 0.5 1 PWM escada vtri vstair 0 0.005 0.01 0.015 0.02 0.025 0.03 0.035 0.04 0 0.5 1 PWM Figura 2.14: Modulação em escada. É possível controlar a componente fundamental com um índice de modulação mae eliminar N−1 componentes harmónicas, de acordo com as seguintes equações 2.3 e 2.4 [10]. 4 π N ∑ n=1 cos(αn) = Nma(2.3) 2.2 Sistemas de carregamento 17 4 πh N ∑ n=1 cos(hαn) = 0h∈{5,7,11,13,...}(2.4) 2.2.2.4 Modulação por injeção do terceiro harmónico Na figura 2.15 podem ser observados os sinais relevantes para a modulação por injeção do terceiro harmónico. As principais diferenças desta para a modulação sinusoidal são: a constituição do sinal de controlo, sendo este a soma de um sinal sinusoidal com outro sinal sinusoidal mas com o triplo da frequência e um terço da amplitude do primeiro sinal; a possibilidade de uma maior amplitude no sinal de controlo sem causar sobremodulação, visto que o valor máximo do sinal de controlo é atenuado com a adição do seu terceiro harmónico. Este aumento de amplitude do sinal de controlo pode chegar até aos 15% [11]. 0 0.005 0.01 0.015 0.02 0.025 0.03 0.035 0.04 −1 −0.5 0 0.5 1 Terceiro harmónico vtri vsin vthird 0 0.005 0.01 0.015 0.02 0.025 0.03 0.035 0.04 0 0.5 1 PWM Figura 2.15: Injeção do terceiro harmónico. 2.2.3 Filtro para ligação do conversor à rede A aquisição de energia elétrica a partir de fontes de energia renováveis tem vindo a aumentar significativamente. Como uma das desvantagens das fontes de energia renováveis está relacionada com a instabilidade da energia gerada, é necessário que seja utilizado um conversor de potência adequado. Para este tipo de aplicações, a escolha mais apropriada é um VSI. Contudo, de forma a eliminar ou reduzir os efeitos negativos que possam ser gerados pelo conversor, é comum a utilização de um filtro entre o conversor e a rede. Este filtro tem que ser devidamente dimensionado de forma a ter uma atenuação suficiente à frequência de comutação do inversor e não causar oscilações ao sistema. Existem vários tipos de filtros. A variante mais simples é uma bobina ligada à saída do inversor. Mas também existem filtros mais complexos utilizando condensadores como, por exemplo, filtros LC e filtros LCL. Estas topologias podem ser observadas na figura 2.16. O filtro L (figura 2.16 (a)) é um filtro de primeira ordem com uma atenuação de 20 dB/década em toda a gama de frequências. A aplicação deste tipo de filtro é apropriada para conversores com 18 Estado da Arte Figura 2.16: Topologias de filtros básicos. (a) Filtro L; (b) Filtro LC; (c) Filtro LCL. uma elevada frequência de comutação, onde a atenuação a essa frequência seja suficiente. Por outro lado, a indutância provoca uma elevada diminuição na dinâmica do sistema conversor-filtro. Na figura 2.16 (b) pode-se observar o filtro LC. Este é um filtro de segunda ordem e tem melhores características de amortecimento que o filtro L. Simples configuração e fácil dimensionamento são duas das principais vantagens deste tipo de filtro. Apresenta uma atenuação de 12 dB/oitava após a frequência de corte e não tem ganho antes dessa frequência. O dimensionamento deste tipo de filtro é um compromisso entre os valores do condensador e da bobina. Um elevado valor de capacidade tem efeitos positivos na qualidade da tensão. Porém, esse elevado valor da capacidade obriga a um elevado valor da indutância para que se possa obter a frequência de corte desejada para o filtro. O terceiro filtro apresentado na figura 2.16 é o filtro LCL. A atenuação do deste filtro é de 60 dB/década para frequências acima da frequência de ressonância, por isso podem ser usadas frequências de comutação mais baixas. Também permite um melhor desacoplamento entre o conversor e a rede e apresenta uma ondulação de corrente menor comparada com os filtros anteriores. Contudo pode trazer alguma instabilidade ao sistema, por isso é necessário que o filtro seja dimensionado com precisão de acordo com os parâmetros específicos do conversor [12]. 2.2 Sistemas de carregamento 19 2.2.4 Estratégias de controlo de conversores AC-DC A comutação dos semicondutores presentes numa topologia de conversão AC-DC depende dos sinais de comando que são enviados para os semicondutores que, por sua vez, depende diretamente da estratégia de controlo de tensão/corrente que é utilizada no conversor. As estratégias existentes apresentam várias vantagens e desvantagens entre elas no que diz respeito a vários fatores, como por exemplo, a complexidade de implementação, a qualidade dos sinais em regime transitório e em regime permanente, a qualidade da resposta dinâmica, entre outros. 2.2.4.1 Controlo por histerese A estratégia de controlo por histerese é caracterizada por ser simples de implementar, robusta e por apresentar uma boa resposta dinâmica. O objetivo deste tipo de controlo é manter o sinal de corrente dentro duma banda de histerese criada a partir do sinal de referência de corrente. É feita uma comparação entre o sinal de referência e o sinal medido. O erro de corrente é comparado com a banda de histerese de forma a ligar/desligar os interrutores e por consequência aumentar ou diminuir o valor da corrente. Contudo, este método tem a desvantagem de não ter uma frequência de comutação constante, o que dificulta o dimensionamento do filtro de ligação à rede [13]. O princípio de operação do controlo por histerese pode ser observado na figura 2.17. Figura 2.17: Princípio de operação do controlo por histerese. 2.2.4.2 Controlo vetorial O método de controlo vetorial é baseado no uso de um sistema de referência rotacional, o que permite o controlo em simultâneo das componentes ativa e reativa de um conversor. Os erros das duas componentes, obtidos a partir da diferença entre os valores de referência introduzidos e os 26 Análise do método de controlo do conversor multinível Figura 3.1: Topologia do inversor de 5 níveis NPC. 3.3 Método de controlo DPC (Direct Power Control) O método de controlo da tensão e da corrente à saída do conversor é baseado numa teoria de controlo em tempo discreto, denominada dead-beat control. Esta teoria consiste na determinação do sinal de entrada a ser aplicado num sistema de forma a que a saída do sistema fique em steadystate no menor número de passos possível. Os controladores dead-beat são normalmente utilizados em controlo de processos devido às suas boas propriedades dinâmicas. As suas principais características são: erro zero (ou mínimo) em steady-state; baixo tempo de subida (rising time); baixo tempo de estabelecimento (settling time); overshoot reduzido. O método de controlo proposto em [14], pode ser observado na figura 3.2. Este consiste na sensorização dos sinais de tensão e de corrente da rede, esses sinais serão sincronizados no bloco PLL (Phase-Locked Loop), onde de seguida são criadas as componentes ortogonais a partir dos blocos SOGI (Second-Order Generalised Integrator). São feitas transformações de coordenadas αβ-dq aos sinais de tensão e corrente e às suas componentes ortogonais. São calculadas as potências ativa (p) e reativa (q) que serão utilizadas pelo método DPC proposto. Todos estes passos serão explicados detalhadamente neste capítulo. 3.3.1 PLL (Phase-Locked Loop) Um PLL é um sistema realimentado constituído principalmente pelos seguintes três elementos: detetor de fase; filtro e oscilador. A função do detetor de fase é comparar dois sinais, sendo um deles o sinal de referência e o outro é o sinal gerado pelo oscilador. Este detetor de fase gera um sinal de tensão de acordo com a diferença dos sinais comparados. 3.3 Método de controlo DPC (Direct Power Control)27 Figura 3.2: Esquema do método de controlo. O sinal gerado pelo detetor de fase é de seguida introduzido no filtro. Este filtro tem duas funções distintas. Uma delas é determinar a estabilidade do sistema, isto é, como o sistema responde a perturbações, por exemplo, alterações na frequência do sinal de referência. A outra função é limitar o ripple do sinal de tensão proveniente do detetor de fase, ou seja, tem uma função de filtro passa-baixo removendo assim componentes não desejadas do sinal em causa. O terceiro elemento é o oscilador, normamente é usado um VCO (Voltage-Controlled Oscillator), que serve para gerar o sinal com a frequência dependente do sinal de referência. Em resumo, o sistema PLL gera um sinal que está em fase com o sinal de referência, sinal esse que pode ser utilizado no controlo do sistema global. De referir que o esquema do sistema PLL monofásico discreto utilizado pode ser encontrado nas bibliotecas disponibilizadas pelo Simulink®. 3.3.2 Sistema SOGI (Second-Order Generalised Integrator) É uma prática comum modelar máquinas elétricas polifásicas e conversores elétronicos de potência em sistemas de coordenadas de dois eixos estacionários (αβ) ou rotacionais (dq). Essas transformações diminuem a complexidade dos sistemas em causa e facilitam a análise dos mesmos. No caso do sistema a controlar, existe a necessidade de criar um sistema virtual de duas fases a partir de um sistema monofásico. Existem diversas técnicas para a criação de uma componente ortogonal, como por exemplo: a aplicação de um desfasamento de 90◦, a transformação de Hilbert, a utilização de um filtro passa-tudo e a utilização de um integrador de segunda ordem (SecondOrder Generalised Integrator - SOGI). A técnica escolhida para a criação de uma fase secundária ortogonal foi o SOGI. O esquema desta técnica pode ser observado na figura 3.3. 28 Análise do método de controlo do conversor multinível V_beta 2 V_alpha 1 1 s 1 s w w k Vg 1 Figura 3.3: Exemplo de implementação do sistema SOGI. Este sistema tem dois parâmetros fundamentais, sendo eles o fator de amortecimento ke a frequência angular fundamental ω. Uma característica relevante do SOGI é a possibilidade, dependendo do fator k, de fornecer uma espécie de filtro de forma a melhorar o seu desempenho em circunstâncias de distorção nas tensões da rede. As funções de transferência do sistema SOGI são descritas pelas equações 3.1 e 3.2. Vα(s) Vg(s)=kωs s2+kωs+ω2(3.1) Vβ(s) Vg(s)=kω2 s2+kωs+ω2(3.2) 3.3.3 Transformação dq A transformação dq, também conhecida como transformação de Park (por ter sido proposta em 1929 por Robert H. Park), é frequentemente utilizada em sistemas eletrónicos, principalmente no controlo de conversores de potência. A transformação dq é feita de igual forma para a tensão e corrente e é obtida a partir da equação 3.3. "xd xq#="sinθ−cosθ cosθsinθ#" xα xβ#(3.3) A implemetação da transformação dq é simples e pode ser observada na figura 3.4. 3.3.4 Transformação dq inversa A transformação dq inversa, também conhecida como transformação inversa de Park é obtida através da equação 3.4. "xα xβ#="sinθcosθ −cosθsinθ#" xd xq#(3.4) 3.3 Método de controlo DPC (Direct Power Control)29 q 2 d 1 −1 [b] [sin_theta] [cos_theta] [b] [cos_theta] [sin_theta] [a] [a] d q Figura 3.4: Exemplo de implemetação do sistema de transformação de coordenadas αβ para dq. A sua implementação foi feita de forma semelhante à transformação dq vista anteriormente e pode ser observada na figura 3.5. beta 2 alpha 1 −1 [q] [sin_theta] [cos_theta] [q] [cos_theta] [sin_theta] [d] [d] alpha beta Figura 3.5: Exemplo de implemetação do sistema de transformação de coordenadas dq para αβ. 3.3.5 Método de modulação SPWM Cada topologia de conversores de potência tem diferentes configurações de comutação de forma a obter a tensão de saída pretendida. Os métodos de modulação usados nos inversores multinível são classificados de acordo com a frequência de comutação, como se pode observar na figura 3.6 [18]. Para o inversor NPC de 5 níveis utilizado, foi escolhido o método de modulação SPWM que consiste na comparação de duas ondas sinusoidais, uma de referência e a outra desfasada de 180◦, com duas ondas triangulares. A frequência de comutação dos semicondutores é definida pela frequência das ondas triangulares. A figura 3.7 mostra o que foi descrito até agora. O esquema de implementação em Simulink®do método de modulação SPWM é apresentado na figura 3.8. 30 Análise do método de controlo do conversor multinível Modulação Multinível Frequência Fundamental de Comutação Elevada Frequência de Comutação PWM Controlo Space Vector Eliminação Seletiva de Harmónicos PWM Space Vector PWM Convencional Figura 3.6: Classificação dos métodos de modulação multinível. 0 0.005 0.01 0.015 0.02 −1 −0.5 0 0.5 1 1.5 Tempo(s) SPWM referência referência invertida triangular inferior triangular superior Figura 3.7: Sinais utilizados para a modulação SPWM. S8 8 S7 7 S6 6 S5 5 S4 4 S3 3 S2 2 S1 1 [ref_inv] [tri_sup] [ref_inv] [tri_inf] [ref] [tri_sup] [tri_inf] [ref] NOT NOT NOT NOT >= 0 >= 0 >= 0 >= 0 S1 S2 S5 S6 S3 S4 S7 S8 Figura 3.8: Exemplo de implementação do método de modulação SPWM. 3.3 Método de controlo DPC (Direct Power Control)31 3.3.6 Potência Ativa e Potência Reativa As expressões da potência ativa e reativa para um conversor de tensão podem ser descritas pelas seguintes equações: p=1 2VpIpcosϕ1(3.5) q=1 2VpIpsinϕ1(3.6) ondeVpeIpsão os valores de pico da tensão da rede e da componente fundamental da corrente na rede, respetivamente, e ϕ1é o ângulo de desfasamento entre ambos. Já para o sistema de coordenadas dq, as potências ativa e reativa instantâneas são obtidas a partir sistema de equações apresentado em 3.7. "p q#="vdvq vq−vd#" id iq#(3.7) Este sistema pode ser implementado como se pode observar na figura 3.9. qk 2 pk 1 0.5 0.5 −1 [Vd] [Iq] [Id] [Vq] [Iq] [Vd] [Vq] [Id] Figura 3.9: Exemplo de implementação do cálculo das potências ativa e reativa. 3.3.7 Método de controlo de corrente proposto Como já foi referido anteriormente, o método DPC (Direct Power Control) proposto é baseado num controlo dead-beat. A ideia é prever as potências ativa e reativa do período de amostragem seguinte e usar esses valores como referências do período de amostragem atual. A partir do modelo do conversor, apresentado na figura 3.1, pode-se obter a equação 3.8. v−vc=Ldi dt +Ri (3.8) onde vcevsão as tensões do conversor e da rede, respetivamente, ié a corrente do conversor, eLeRsão a indutância e a resistência do filtro de ligação do conversor à rede. Esta equação pode ser reescrita no sistema de coordenadas αβ da seguinte forma: 32 Análise do método de controlo do conversor multinível ~vαβ −~vc,αβ =Ld ~ iαβ dt +R ~ iαβ (3.9) De forma a utilizar valores DC nas equações em vez de valores AC, é feita uma transformação dq a partir da equação 3.10. ~xαβ =~xdq ejωt(3.10) O resultado obtido após a transformação dq é dado pela equação 3.11. ~vdq −~vc,dq =Ld ~ idq dt +R ~ idq +jLω~ idq (3.11) Após a expansão da equação 3.11 e utilizando uma aproximação discreta de primeira ordem, as correntes deq (k + 1), ou seja, o valor das correntes da amostra seguinte, são descritas pelas equações apresentadas em 3.12.        id(k+1) = TS L(vd(k)−vcd(k))+ 1−TSR Lid(k)+TSωiq(k) iq(k+1) = TS L(vq(k)−vcq(k))+ 1−TSR Liq(k)−TSωid(k) (3.12) onde TSé o período de amostragem utilizado na aproximação discreta. Por sua vez, as potências ativa e reativa no sistema de coordenadas síncrono dq, são calculadas de acordo com o sistema de equações 3.13. "p(k+1) q(k+1)#="vd(k+1)vq(k+1) vq(k+1)−vd(k+1)#" id(k+1) iq(k+1)#(3.13) Ao assumir que a tensão é sinusoidal, isto faz com que as componentes vdevqpossam ser consideradas constantes durante um período de amostragem, logo vdq(k+1) = vdq(k). Além disso, ao usar o PLL, o eixo dpode ser alinhado com o vetor de tensão vα+jvβfazendo com que vqseja igual a 0. Com base nestas duas suposições, e substituindo as equações das correntes ide iqobtidas em 3.12 nas equações das potências 3.13, obtém-se as equações apresentadas em 3.14.        p(k+1) = 1−TSR Lp(k)−TSωq(k)+ TS L(v2 d(k)−vd(k)vcd(k)) q(k+1) = 1−TSR Lq(k)+TSωp(k)+ TS L(vd(k)vcq(k)) (3.14) 3.3 Método de controlo DPC (Direct Power Control)33 Para a eliminação dos erros das potências no instante (k+1), é necessário que (p(k+1) = pre f (k) q(k+1) = qre f (k)(3.15) Admitindo que se utiliza uma resistência desprezável, e utilizando as equações descritas acima, os valores das tensões do conversor são dadas pelas equações apresentadas em 3.16.        vcd(k) = vd(k)−1 vd(k)L TS kP∆p(k)+Lωq(k) vcq(k) = 1 vd(k)L TS kQ∆q(k)−Lωp(k)(3.16) onde ∆p(k) = pre f (k)−p(k)e∆q(k) = qre f (k)−q(k), e kPekQsão os ganhos proporcionais para os controladores de potência ativa e reativa. Na figura 3.10 pode ser observado o sistema DPC proposto implementado em Simulink®. Os blocos a azul representam os ganhos proporcionais do controladores de potência. vcq 2 vcd 1 P(s) P(s) L/Ts L*2*pi*50 L/Ts L*2*pi*50 [vd] [pk_ref] [pk] [qk_ref] [qk] [pk] [qk] [vd] 1 1 Figura 3.10: Exemplo de implementação do método de controlo DPC. 34 Análise do método de controlo do conversor multinível 3.4 Testes e Resultados De forma a confirmar o bom funcionamento de todos os sistemas utilizados na implementação do método de controlo DPC, foi testado individualmente cada bloco pertencente ao sistema de controlo. 3.4.1 Teste ao sistema SOGI Inicialmente, foi testado o sistema SOGI. Para isso, foi introduzida à entrada do sistema uma onda sinusoidal à frequência de 50 Hz com uma amplitude igual a 1 V. Quanto aos parâmetros utilizados para este sistema foram escolhidos os valores k=1eω= 2×π×50, sendo estes o valor do fator de amortecimento e valor da frequência angular fundamental, respetivamente. A figura 3.11 mostra o ambiente de teste ao sistema SOGI implementado. v_50hz k 1 v_beta v_alpha 1 s 1 s 2*pi*50 2*pi*50 Figura 3.11: Ambiente de teste ao sistema SOGI. O principal objetivo da utilização deste bloco é a criação de uma componente ortogonal do sinal de tensão com um desfasamento de 90◦em relação ao sinal de entrada. Os dois sinais resultantes serão utilizados mais à frente para efetuar as transformadas de coordenadas necessárias para a execução do controlo proposto. A representação dos sinais na figura 3.12 demonstra o bom funcionamento do sistema SOGI. Os sinais são inicializados em 0 Ve no segundo ciclo atingem o regime permanente. 0 0.01 0.02 0.03 0.04 0.05 0.06 0.07 0.08 −1 −0.8 −0.6 −0.4 −0.2 0 0.2 0.4 0.6 0.8 1 Sistema SOGI valpha vbeta Figura 3.12: Sinais alpha ebeta obtidos a partir do sistema SOGI. 3.4 Testes e Resultados 35 3.4.2 Teste ao sistema PLL Quanto ao sistema PLL foram feitos três testes distintos. Estes testes foram os seguintes: aplicação de uma onda sinusoidal à frequência de 50 Hz com uma amplitude de 1 p.u.; aplicação da onda utilizada no primeiro teste adicionada a um sinal de ruído; aplicação de uma onda sinusoidal mas desfasada da onda inicial por um ângulo de 180◦. De referir que a alteração entre os testes foi feita com recurso aos blocos de switch presentes nas bibliotecas do Simulink®e executados na mesma simulação, de forma a comprovar o bom funcionamento do sistema PLL aquando ocorrências de variações bruscas no sinal de entrada. O ambiente de teste criado pode ser observado na figura 3.13. x2 x1 v_ripple v_desf v_50hz freq theta vout vin Switch_2 Switch_1 Discrete 1−phase PLL V(pu) Freq wt Sin_Cos Figura 3.13: Ambiente de teste ao sistema PLL. Na figura 3.14 podem ser analisados os sinais relevantes para este teste. O primeiro gráfico indica os sinais de entrada e de saída do sistema de teste do PLL. Neste gráfico são visíveis as variações do sinal de entrada nos instantes 0.05 se 0.15 s. No segundo gráfico pode ser observada a variação do valor do ângulo theta. Este valor varia no máximo entre 0 e 2πe é importante pelo facto de ser um ponto de referência para as transformações de coordenadas e, por consequência, para todo o processo de controlo. No terceiro gráfico pode ser analisada o valor de frequência do sinal de saída. Este valor apenas sofre uma pequena oscilação de 1% aquando a introdução do sinal desfasado. 0 0.05 0.1 0.15 0.2 0.25 0.3 0.35 0.4 −1 0 1 Tempo(s) 0 0.05 0.1 0.15 0.2 0.25 0.3 0.35 0.4 0 pi/2 pi 3*pi/4 2*pi Tempo(s) 0 0.05 0.1 0.15 0.2 0.25 0.3 0.35 0.4 49 50 51 Tempo(s) vin vout theta freq Figura 3.14: Sinais relevantes no sistema PLL. 42 Dimensionamento dos elementos do sistema eletrónico V, sendo apenas necessário ligar os pinos de alimentação do transdutor e os pinos de potência. A escolha do transdutor de corrente é feita a partir da gama de corrente a usar no conversor. 4.5 Circuito de condicionamento dos sinais Como o DSP só aceita valores analógicos de tensão entre os 0 V e os 3 V, existe uma necessidade de condicionar os sinais de tensão e corrente a obter a partir dos transdutores, visto que estes valores podem ser tanto positivos como negativos. Esse condicionamento foi feito com recurso a amplificadores operacionais. Estes componentes são vastamente utilizados devido à sua simplicidade concetual e à sua versatilidade. 4.5.1 Condicionamento do sinal de corrente Como já foi referido anteriormente, o transdutor de corrente LEM HY 5-P apresenta à sua saída valores de tensão entre -4 Ve 4 V. De forma a que este sinal possa ser interpretado corretamente pelo DSP, foi criado um circuito utilizando amplificadores operacionais e algumas das comuns configurações possíveis aquando a utilização destes. O esquema do circuito criado pode ser observado na figura 4.5. 15V 15V 15V -15V -15V 3.9kΩ 1kΩ 2.7kΩ 2.7kΩ 1kΩ 1kΩ 4 Vpk 50 Hz 0° BZV60-C3V3 100nF 1kΩ DSP TL082CD TL082CD Figura 4.5: Circuito de condicionamento do sinal de corrente. Este circuito foi implementado com recurso ao circuito integrado TL082, sendo este um circuito integrado constituído por dois amplificadores operacionais, tirando assim o máximo proveito do circuito integrado. As configurações utilizadas foram a configuração inversora e a configuração subtratora. A primeira corresponde ao primeiro amplificador operacional (a contar da esquerda para a direita) no qual o principal objetivo é obter um valor constante de -4 Va partir do sinal de entrada, que neste caso é igual a 15 V. A configuração subtratora, como o próprio nome indica, vai subtraír o sinal obtido anteriormente com o sinal proveniente do transdutor de corrente, que varia no máximo entre -4 Ve 4 V, ficando assim com um sinal a variar entre 0Ve 8 V. Nesta configuração também é possível aplicar 4.6 Circuito de proteção de corrente 43 um ganho, que neste caso é igual a 3 8, de forma a que o sinal resultante varie entre 0 Ve 3 V, como pretendido. O díodo zener aplicado no final é para garantir que o valor de tensão à entrada do DSP não ultrapassa os 3,3 V, servindo assim como um dispositivo de proteção. A resistência de 1 KΩe o condensador eletrostático de 100 nF atuam como um filtro de primeira ordem para altas frequências, sendo que a frequência fundamental do sinal a ser condicionado está na ordem dos 50 Hz. 4.5.2 Condicionamento do sinal de tensão O circuito para o condicionamento do sinal proveniente do transdutor de tensão LEM LV25-P é, em grande parte, semelhante ao circuito utilizado para o condicionamento do sinal de corrente. A principal diferença consiste na utilização de diferentes resistências visto que os valores de tensão à saída do transdutor variam entre -3 Ve 3 V. De forma a obter os valores corretos para o sinal resultante variar entre 0Ve 3V, foi necessário utilizar resistências em série e em paralelo, como se pode observar na figura 4.6. Os respetivos valores das resistências são indicados na mesma figura. 15V -15V 15V 15V -15V 10kΩ 10kΩ 1kΩ 1kΩ1kΩ 1kΩ1kΩ 1kΩ 1kΩ 3 Vpk 50 Hz 0° BZV60-C3V3 100nF 1kΩ DSP TL082CD TL082CD Figura 4.6: Circuito de condicionamento do sinal de tensão. 4.6 Circuito de proteção de corrente Para garantir que os valores adquiridos pelos transdutores não ultrapassam certos valores máximos, foi criado um circuito de proteção. O objetivo deste circuito é, após a aquisição do sinal proviniente do transdutor, comparar com um sinal de referência e, caso este seja superior à referência, ativar uma entrada digital do DSP, de forma a que sejam desativados os sinais de controlo do conversor. O circuito de proteção é composto por 4 partes distintas: um circuito retificador de precisão; um comparador por histerese; um flip-flop do tipo RS; e um amplificador operacional. 44 Dimensionamento dos elementos do sistema eletrónico O circuito retificador de precisão tem como objetivo retificar o sinal de entrada, por outras palavras, atua como uma espécie de módulo do sinal, visto que este sinal pode variar no máximo entre -4 Ve 4 V(para o transdutor de corrente) ou -3 Ve 3 V(para o transdutor de tensão). Após a retificação do sinal, este vai ser comparado com o valor constante que pode variar entre 0Ve 4.7 V, isto porque foi utilizado um potenciómetro de forma a regular esse valor constante. A saída do comparador vai apresentar um sinal que tanto pode ter o valor lógico “1” (representado neste caso pelo valor de tensão 15 V) ou o valor lógico “0” (representado pelo valor de tensão 0V). O díodo presente entre a saída do comparador e a entrada do flip-flop serve para retificar o sinal de saída do amplificador operacional, que, caso o díodo não existisse, seria ou -15 Vou 15 V, passando assim a ser ou 0 Vou 15 V. Oflip-flop do tipo RS é composto por duas portas lógicas do tipo NOR (Not OR) ligadas como se pode observar na figura 4.7 e tem como finalidade “memorizar” o valor presente numa das entradas, sendo neste caso a entrada Set, alterando apenas o seu valor caso a entrada Reset seja ativada. A ideia é ativar uma entrada digital do DSP sempre que um valor adquirido ultrapasse o limite imposto e manter essa entrada digital ativa até que seja dada uma ordem contrária pelo utilizador. A tabela de verdade do circuito flip-flop do tipo RS é apresentada na tabela 4.2. Reset Set Q Not Q Figura 4.7: Flip-flop do tipo RS. Tabela 4.2: Tabela de verdade do flip-flop do tipo RS. Set Reset Q Not Q 0 0 Q anterior Not Q anterior 0 1 0 1 1 0 1 0 1 1 0 0 Para a implementação prática deste circuito, além dos elementos passivos necessários, foram utilizados os circuitos integrados: TL074, constituído por 4 amplificadores operacionais; e o circuito integrado CD4001B, constituído por 4 portas lógicas do tipo NOR. A figura 4.8 apresenta o esquema do circuito de proteção de corrente implementado. 4.7 Circuito de drive para os IGBTs 45 -15V 4 Vpk 50 Hz 0° 15V -15V 15V 1kΩ 1kΩ 1kΩ 1kΩ1kΩ 1N4148 1N4148 15V -15V 15V 2.2kΩ 10kΩ 180Ω 1N4148 1.2kΩ 1kΩ Key=A 50% 74HC02D_2V 74HC02D_2V verde vermelho 1kΩ1kΩ 15V 1.2kΩ -15V 15V 1kΩ BZV60-C3V3 100nF Key = A TL074CN TL074CN TL074CN TL074CN DSP Figura 4.8: Circuito de proteção de corrente. 4.7 Circuito de drive para os IGBTs Para o drive dos IGBTs, foi escolhido o circuito integrado HCPL-3180 por apresentar várias vantagens, tais como: capacidade de efetuar um drive numa larga gama de MOSFETs/IGBTs sem necessidade de amplificação adicional; rápido tempo de resposta; isolamento; cumpre as normas de segurança internacionais. Como se trata de um conversor que apresenta 4 IGBTs em cada braço, 2 superiores e 2 inferiores, existe a necessidade de isolar os sinais de comando para as gates de cada IGBT, isto é, as referências dos sinais de comando não podem ser o mesmo ponto. Para garantir esse isolamento foi utilizado o conversor DC-DC IL1215. Os dispositivos utilizados na prática podem ser observados na figura 4.9. (a) Conversor DC-DC (b) Circuito integrado HCPL-3180 Figura 4.9: Dispositivos utilizados no circuito de drive do conversor. O circuito responsável pelo drive dos IGBTs é relativamente simples e pode ser observado na figura 4.10. A principal consideração a ter em conta é o dimensionamento da resistência de entrada. O valor desta resistência vai definir a corrente no LED do circuito integrado. O valor mínimo de corrente para o funcionamento do circuito é de 3 mA e o valor recomendado é de 10 mA. Tendo em conta o que foi referido anteriormente, o cálculo do valor da resistência de entrada é dado pela equação 4.10. 46 Dimensionamento dos elementos do sistema eletrónico Rin =Vin −VF Iin−max =3.3−1.5 10×10−3=180Ω(4.10) onde Vin é o valor de tensão do sinal de entrada, neste caso é o sinal proveniente do DSP que é igual a 3.3 V,VFé a queda de tensão do LED presente no circuito integrado HCPL-3180 que, segundo a datasheet tem o valor típico de 1.5 V, e Iin−max é a corrente de entrada do circuito. Figura 4.10: Circuito de drive para os IGBTs. De referir que este circuito foi replicado 8 vezes visto que para a configuração do conversor são precisos 8 IGBTs. 4.8 Módulo IGBTs De forma a implementar o conversor de potência NPC (Neutral-Point-Clamped), foi escolhido o módulo SK50MLI065 da SEMIKRON®. Este módulo é composto por 4 IGBT’s (cada um com um díodo em anti-paralelo) e 2 díodos dispostos como se pode observar na figura 4.11. A principal vantagem deste módulo é o seu design compacto e, devido a isso, uma simples fixação através de apenas um parafuso, servindo simultaneamente de montagem numa placa e fixação dum dissipador. (a) Dispositivo do módulo SK50MLI065 (b) Esquema de ligação do módulo SK50MLI065 Figura 4.11: Módulo de IGBTs SK50MLI065 da SEMIKRON®. 4.9 Conclusão 47 As principais características deste componente são ter uma tensão máxima aos terminais dos IGBTs de 600 V e uma corrente máxima de 40 A (para Ts= 80 ◦C). 4.9 Conclusão Neste capítulo foram descritos todos os elementos utilizados na montagem experimental, assim como o dimensionamento necessário para o bom funcionamento destes elementos. De referir que a escolha de todos os elementos foi baseada em pesquisas efetuadas sobre o tema, sendo esta escolha mais tarde testada e validada de forma a garantir o funcionamento geral do sistema em causa. 48 Dimensionamento dos elementos do sistema eletrónico Capítulo 5 Resultados 5.1 Introdução Neste capítulo serão apresentados os resultados obtidos tanto na fase de simulação bem como na fase de experimentação prática. Como já foi referido anteriormente, este trabalho tem como foco principal a transferência de energia para a rede, logo os resultados obtidos no que diz respeito ao carregamento do barramento DC/bateria podem não corresponder com a realidade, visto que não são utilizados modelos equivalentes a sistemas reais. Em termos de simulações, apenas foi garantido que seria possível o carregamento com a topologia de conversão escolhida, como se poderá observar mais à frente neste capítulo. Quanto aos resultados práticos, serão apresentados vários tipos de sinais de controlo desde os sinais de aquisição até aos sinais de comando das gates dos IGBTs. 5.2 Simulação Na figura 5.1 pode-se observar o sistema de controlo implementado em Simulink®. A implementação deste, como já referido anteriormente, foi feita com recurso a blocos. De forma a interligar estes blocos são utilizados blocos de signal routing para simplificar as ligações entre os blocos principais. O resultado é um ambiente de implementação mais arrumado e mais flexível a possíveis alterações. Os blocos principais são: • Modulação SPWM (vermelho); • Inversor NPC de 5 níveis + Filtro + Rede (laranja); • Sistema de sincronização PLL (verde-escuro); • Sistema de criação de componente ortogonal SOGI (amarelo); • Sistemas de transformações dq normal e inversa (azul); • Sistema de cálculo da potências (verde-claro); 49 50 Resultados • Sistema de controlo de corrente DPC (cinzento); spwm Vca S1 S2 S3 S4 S5 S6 S7 S8 power calculation Vd Vq Id Iq pk qk npc_teste_v4 S1 S2 S3 S4 S5 S6 S7 S8 Ig Vinv Vg Vdc Idc_sup Idc_inf dq_to_ab d q theta alpha beta ab_to_dq_I alpha beta theta d q ab_to_dq alpha beta theta d q SOGI_I Ig I_alpha I_beta SOGI Vg V_alpha V_beta PLL V (pu) Freq wt Sin_Cos [Vq] [Vd] [I_beta] [I_alpha] [Ig] [V_beta] [V_alpha] [Vdc] [Vg] [pk_ref] [theta] [qk_ref] [Vinv] [Vca] [vcq] [vcd] [qk] [pk] [Iq] [Id] −K− [Vd] [theta] [I_beta] [Ig] [I_alpha] [theta] [V_beta] [qk_ref] [pk_ref] [Vg] [Vca] [theta] [vcq] [vcd] [Vd] [qk] [pk] [Iq] [Id] [Vq] [V_alpha] [Vg] DPC pk pk_ref qk qk_ref vd vcd vcq pk_ref qk_ref Figura 5.1: Simulação em ambiente Simulink®do sistema de controlo do conversor. 5.2.1 Carregamento do barramento DC/bateria Como o carregamento do barramento DC/bateria não foi o principal alvo de estudo desta dissertação, os resultados apresentados podem não ser o mais próximos da realidade. Mesmo assim, foram feitos testes ao sistema de carregamento utilizando como esquema equivalente de uma bateria um condensador de elevada capacidade em série com uma baixa resistência interna. O esquema que representa o princípio básico de carregamento pode ser observado na figura 5.2. trânsito de potência 1 rede conversor g A B + − barramento DC controlo Figura 5.2: Esquema básico do carregamento do barramento DC/bateria. 5.2 Simulação 51 De forma a validar o funcionamento em termos de simulação do conversor escolhido, foram colocados os sinais das gates dos IGBTs a zero, isto é, desligados e foi feita a ligação rede-filtrobarramento DC. Desta forma, os díodos em anti-paralelo vão conduzir consoante o sinal positivo ou negativo da tensão na rede, como se tratasse de uma ponte retificadora. Na figura 5.3 pode-se observar os sinais de tensão na rede, tensão no conversor, corrente na rede e tensão no barramento DC/bateria. De relembrar que este teste apenas foi efetuado para verficar a possibilidade de carregamento e não foram tidos em conta parâmetros a utilizar para a simulação de um modelo equivalente de uma bateria. 0 0.02 0.04 0.06 0.08 0.1 0.12 0.14 0.16 −500 0 500 Carregamento do barramento DC/bateria vg vinv ig (5x) 0 0.02 0.04 0.06 0.08 0.1 0.12 0.14 0.16 0 100 200 300 400 vdc Figura 5.3: Sinais de tensão e corrente na rede e no conversor. 5.2.2 Transferência de energia para a rede elétrica De uma forma muito elementar, o esquema que representa um sistema de transferência de energia para a rede pode ser observado na figura 5.4. Os principais elementos a ter em conta são: a rede elétrica, o barramento DC, o conversor e o respetivo controlo. trânsito de potência 1 rede conversor g A B + − barramento DC controlo Figura 5.4: Esquema básico do sistema de transferência de energia para a rede. Como já foi apresentado na secção 3.3.5, o método de modulação escolhido para o controlo do conversor foi o método de modulação sinusoidal. Este método consiste na comparação entre sinais sinusoidais (ou sinais ligeiramente modificados) e sinais triangulares (ou sinais dente de serra), de forma a criar o sinal PWM desejado. De referir que as diferentes configurações para a modulação sinusoidal apresentam resultados diferentes, principalmente no que diz respeito à THD [21]. 58 Resultados 5.3 Montagem experimental Nesta secção são apresentados vários testes efetuados aos diversos sistemas implementados fisicamente de forma a comprovar a sua validação prática. Os sistemas aqui apresentados são: sistema PLL, circuito de condicionamento, circuito de proteção e o circuito de comando dos IGBTs. 5.3.1 Sistema PLL O teste experimental realizado para a verificação do correto funcionamento do sistema PLL consistiu na introdução de um sinal sinusoidal à entrada do ADC do DSP e na verificação dos sinais de entrada e saída do sistema no osciloscópio. Como o DSP só dispõe de saídas digitais, a obtenção do sinal referente ao ângulo theta consistiu na utilização de um filtro RC passa-baixo com uma frequência de corte uma década abaixo da frequência do sinal PWM utilizado. Conforme é apresentado na figura 5.14, o sinal theta gerado tem a forma de uma onda dente de serra e é inicializado a cada ciclo completo do sinal sinusoidal medido, como esperado. Figura 5.14: Sinal de tensão e do theta do teste ao sistema PLL. 5.3.2 Sinais dos circuitos de condicionamento Quanto ao circuito de condicionamento, foi necessário escalar os sinais adquiridos pelos transdutores de forma a serem corretamente lidos pelo DSP. Os circuitos referentes a este condicionamento estão apresentados na secção 4.5 e os sinais relevantes para o teste deste circuito podem ser observados na figura 5.15. 5.3 Montagem experimental 59 Figura 5.15: Sinais relevantes do circuito de condicionamento. 5.3.3 Circuito de proteção O circuito de proteção, cujo esquema está na secção 4.6, contém dois LEDs (um verde e um vermelho) que representam o estado do sinal de corrente adquirido pelo transdutor, isto é, caso este ultrapasse o valor de referência definido pelo utilizador, é ativado o LED vermelho sendo esta informação enviada para o controlador de forma a sinalizar a ocorrência de um erro. Os dois estados do circuito de proteção podem ser observados na figura 5.16. (a) Sinalização do circuito de proteção OK (b) Sinalização do circuito de proteção Não OK Figura 5.16: Circuito implementado em PCB para os circuitos de condicionamento e proteção. 5.3.4 Sinais de comando dos IGBTs Para os sinais de comando, foram realizados dois testes. A diferença entre estes testes consiste apenas na alteração da frequência de comutação e o intuito desta alteração é permitir uma melhor visualização dos sinais PWM distintos. A comparação entre os sinais obtidos na experimentação prática (figura 5.17) e os sinais apresentados anteriormente neste capítulo (figura 5.5) permitem a validação do sistema de modulação sinusoidal utilizado. 60 Resultados (a) Sinais de comando a uma frequência de comutação igual a 5 kHz (b) Sinais de comando a uma frequência de comutação igual a 1 kHz Figura 5.17: Sinais relevantes de comando dos IGBTs. 5.4 Conclusão Este capítulo consiste basicamente na apresentação de dois tipos de resultados distintos: resultados de simulação e resultados práticos. No que diz respeito aos testes de simulação, foram apresentados ensaios em malha aberta e em malha fechada. Os ensaios em malha aberta apenas serviram para a validação da bidirecionalidade da topologia de conversão escolhida. Os ensaios de malha fechada, apesar de funcionais, apresentaram várias dificuldades na definição dos parâmetros de controlo. Estas dificuldades refletiram-se nos ensaios em regime dinâmico devido às bruscas alterações das referências de potência, que como consequência apresentam longos tempos de estabilização. Os resultados práticos efetuados aos sistemas implementados validaram toda a simulação efetuada previamente. Capítulo 6 Conclusões e trabalho futuro 6.1 Conclusões A elaboração desta dissertação foi algo enriquecedor devido aos vários conhecimentos adquiridos. Entre estes conhecimentos destaca-se todo o projeto relacionado com a criação da PCB. De referir que o software utilizado para a conceção da PCB (KiCAD®) apresentou várias vantagens como, por exemplo, a sua interface simples e intuitiva no que diz respeito à colocação e alinhamento dos componentes e das pistas. Em relação ao resto do software utilizado, é de salientar a ferramenta de ligação entre o Simulink®e o PSIM®(SimCoupler), visto que esta possibilita um desacoplamento entre a parte de potência e a parte de controlo o que permite uma diminuição do processamento global do sistema, isto porque, o PSIM®foi propositadamente criado para circuitos de potência, logo o tempo de processamento é relativamente menor em comparação com outros programas similares. Quanto à programação do DPS, houve necessidade de efetuar uma discretização de todos os blocos utilizados nas simulações em Simulink®, devido ao Code Composer Studio®apenas permitir a elaboração do código a implementar na DSP caso os blocos sejam discretos, neste sentido, houve a necessidade de alterar alguns blocos. No que diz respeito ao método de sincronização, o sistema PLL utilizado mostrou-se ser bastante eficiente tanto em termos de simulação como em termos de experimentação prática. Quanto ao método de controlo, este apresentou algumas dificuldades na definição dos vários parâmetros necessários devido às suposições consideradas para a utilização do método de controlo dead-beat, sendo estas a consideração que o sinal de tensão adquirido da rede é perfeitamente sinusoidal e a consideração que a resistência interna do filtro de ligação à rede é nula. Como, na realidade, estes fatores não podem ser ignorados, os valores de controlo não tendem para os valores de referência, daí a dificuldade na definição dos parâmetros. A estrutura multinível utilizada mostrou ser vantajosa devido à baixa THD apresentada. 61 62 Conclusões e trabalho futuro 6.2 Trabalho futuro No que diz respeito ao trabalho futuro, o principal procedimento a ser feito seria a ligação do sistema global em simultâneo, sendo este composto pela parte de aquisição dos sinais de tensão e corrente do conversor e a parte de potência (placa de controlo e módulo de IGBTs), visto que a ligação final não foi efetuada, apenas foram testados alguns blocos funcionais individualmente. Outros aspetos possíveis de serem melhorados/implementados são: • Projeto e implementação de um sistema de proteção do conversor de potência sem recorrer ao controlador; • Melhoramento das PCBs projetadas no que diz respeito ao espaçamento e colocação dos componentes utilizados; • Projeto e implementação de um sistema de análise à eficiência do conversor; • Desenvolvimento duma interface gráfica em MATLAB®de forma a poder monitorizar em tempo-real os sinais relevantes do conversor; • Análise de custo do sistema global. Anexo A Software utilizado A.1 Simulink® OSimulink®é uma ferramenta de programação, desenvolvida pela MathWorks, para modelação, simulação e análise de sistemas dinâmicos. Uma das suas principais características é a possibilidade de criação de sistemas com recurso a diagramas de blocos. De referir também a disponibilidade de bibliotecas de blocos e a alta integração com o ambiente de trabalho MATLAB®. Grande parte do trabalho de simulação efetuado foi com recurso a esta ferramenta. Um exemplo do ambiente de simulação do Simulink®pode ser observado na figura A.1. Figura A.1: Exemplo do ambiente de desenvolvimento do Simulink®. 63 64 Software utilizado A.2 PSIM® OPSIM®é uma ferramenta de simulação especialmente focada em sistemas de eletrónica de potência. Esta ferramenta salienta-se por ser muito intuitiva e fácil de usar. Além disso, destacase na sua versatilidade visto que fornece um conjunto de funcionalidades que permitem a sua interatividade com outros softwares. Para a interação com o Simulink®foi utilizado o SimCoupler. A figura A.2 mostra a interface do software PSIM®. Figura A.2: Exemplo do ambiente de desenvolvimento do PSIM®. A.3 KiCAD®65 A.3 KiCAD® OKiCAD®é um software gratuito e concebido especialmente para conceção de PCBs. Entre os vários softwares disponíveis com o mesmo propósito, este apresenta uma excelente organização no que diz respeito ao projeto de uma PCB e encontra-se dividida em 5 partes principais: kicad - gestão dos projetos; eeschema - edição do esquemático; cvpcb - seleção dos footprints dos componentes a usar no projeto; pcbnew - programa de edição da PCB (possível visualizar em 3D); gerbview - visualização dos ficheiros Gerber (tipo de formato de ficheiro que descreve os aspetos da PCB, por exemplo, as camadas de cobre, os furos, a soldadura, etc.). Na figura A.3 pode-se observar o ambiente de desenvolvimento do KiCAD®. Figura A.3: Exemplo de alguns dos ambientes de desenvolvimento do KiCAD®. 66 Software utilizado A.4 PSpice® OPSpice®é um programa de simulação de circuito analógicos e digitais. Este programa é extremamente útil no que diz respeito à análise do comportamento de circuitos antes de serem implemetados fisicamente. Desenvolvido inicialmente pela MicroSim, este software foi comprado mais tarde pela OrCAD®que pertence atualmente à Cadence Design Systems. Os circuitos podem ser implementados em OrCAD®e a simulação é feita com recurso ao SPICE (Simulation Program with Integrated Circuit Emphasis). O ambiente de simulação do PSpice®pode ser observado na figura A.4. Figura A.4: Exemplo do ambiente de simulação do PSpice®. A.5 VBBExpress®67 A.5 VBBExpress® OVBBExpress®é um software gratuito que permite a emulação virtual duma montagem numa breadboard. Além de ser extremamente simples, este programa é útil porque permite ao utilizador dispor os componentes dum circuito e fazer as ligações entre estes virtualmente, o que torna a montagem mais simples e arrumada. Na figura A.5 pode-se ver uma montagem dum circuito em VBBExpress®. Figura A.5: Exemplo do ambiente de emulação do VBBExpress®. 74 Algumas regras para o projeto de uma PCB por isso é natural que o projeto da PCB seja influenciado pelo esquemático. Se o esquemático estiver arrumado, lógico e bem orientado torna o projeto da PCB bastante mais fácil. É uma boa prática os sinais partirem da esquerda para a direita, mas como é lógico depende totalmente do circuito em causa. Por vezes, é muito útil ter notas no esquemático, por exemplo "Este pino requere uma pista de guarda para a massa", isto faz com que o projetista tome certas precauções antes de iniciar projeto da PCB. Resumindo, é fundamental que o esquemático seja desenhado tendo em mente o projeto da PCB. C.3.2 Unidades de medida Um fator importante no projeto de uma PCB são as unidades de medida que são utilizadas e as suas comuns terminologias. No que diz respeito às dimensões dos vários elementos presentes numa PCB, é muito comum a utilização do sistema de unidade de medida imperial, neste caso, a polegada - inch e a milésima de polegada - mil. Maioria dos componentes eletrónicos foi, e ainda é, fabricado com o espaçamento em unidades imperiais, por isso, a conversão em unidades métricas só torna a disposição dos componentes mais complexa. Na prática, é necessária a utilização de ambas as unidades de medida (métrica e imperial). Em regra geral, é utilizada a unidade de medida mil para as pistas, pads, espaçamentos e grelhas, o que significa praticamente tudo o que diz respeito ao projeto básico de uma PCB. As unidades métricas mm (milímetros) são normalmente usadas por fabricantes nas especificações mecânicas dos componentes, por exemplo, o espaço entre pinos num módulo de transístores. Não seguir essas especificações dadas pelos fabricantes e converter unidades métricas em unidades imperiais e vice-versa pode trazer erros na construção da PCB. É muito útil ao projetista ter uma clara noção da conversão de polegadas para milímetros (0.1 inch = 100 mils = 2.54 mm). C.3.3 Grids Outro fator importante no projeto de uma PCB é a definição da grelha (grid) no qual será projetada a placa. O principal objetivo de uma grelha é fazer com que os componentes e as pistas (tracks) tenham posições fixas consoante a grelha definida. Quanto menor for o tamanho da grelha, maior será a precisão na disposição dos componentes, contudo existe um acréscimo de dificuldade no projeto. Uma grelha de 100 mils é normalmente usada para a disposição dos componentes e 50 mils para fazer o roteamento (ligação elétrica entre os componentes), tornando assim possível fazer ligações simétricas entre os pads de um componente. Estes aspetos tornam a colocação dos componentes arrumada e simétrica, o que traz vantagens como, por exemplo, a simplificação no caso de edição, arrastamento e alinhamento de pistas, componentes ou blocos de componentes. Este efeito aumenta consoante a complexidade do projeto. Uma boa prática é diminuir o tamanho da grelha progressivamente no caso do projeto ser estreito em espaço. Porém essa diminuição deve ser feita linearmente, isto é, 50 - 25 - 20 - 10 - 5 mils, para que a colocação dos componentes e alinhamento das pistas continuem simétricos. C.3 Boas práticas para o projeto de uma PCB 75 C.3.4 Tracks Não existe um padrão recomendado para o tamanho das pistas (tanto largura como espessura). O tamanho a utilizar nas pistas vai depender totalmente dos requisitos elétricos do circuito a implementar, do espaço para o roteamento disponível, da disponibilidade do fabricante e da preferência do projetista (caso tenha em conta condições físicas que a placa pode estar sujeita). Cada projeto tem um conjunto diferente de requisitos elétricos, isto é, pode existir dentro do mesmo projeto diferentes níveis de tensões e correntes, logo não existe nada que impeça que uma PCB tenha diferentes tamanhos de pistas, desde que estas cumpram os seus requisitos do projeto. Em regra geral, quanto maior for a pista, melhor. Pistas largas têm menor resistência, menor indutância, e normalmente são mais fáceis de fabricar e também mais fáceis de analisar. A largura mínima de uma pista depende da resolução pista/espaçamento que o fabricante da PCB pode fornecer. Normalmente resoluções de 10/10 (mils) é comum em aplicações reais, isto significa pistas com largura não inferior a 10 mils e e espaçamento entre pistas (ou entre pista epads) não inferior a 10 mils. Apenas porque o fabricante pode fabricar certo tamanho de pistas/espaçamentos não implica que deve ser usado esse tamanho. É sempre preferível utilizar pistas largas, a menos que os parâmetros do projeto obrigam. Mudar o tamanho das pistas de grandes para pequenas e vice-versa é conhecido por "necking"ou "necking-down". Este processo é geralmente usado quando existe a necessidade de fazer passar uma pistas entre ICs ou entre pads dos componentes. Isto permite que as pistas tenham baixa impedância e ao mesmo tempo uma maior flexibilidade no roteamento. Este processo pode ser observado na figura C.1. Figura C.1: Exemplo de "necking-down". Os cálculos das larguras mínimas das pistas é baseado na corrente máxima, na subida de temperatura máxima e na espessura da pista. Depende também se as pistas são internas ou externas. Além de ser um cálculo complexo, nem sempre é exato. De acordo com a norma IPC-2221, os valores mínimos a usar são apresentados em vários gráficos, contudo é comum os programas de projeto de PCBs possuírem calculadoras específicas para o cálculo de larguras de pistas. C.3.5 Pads O tamanho e a forma dos pads depende não só do componente a ser usado como também do processo de fabrico usado para criar a PCB. Normalmente, os programas de edição de PCBs já trazem os modelos dos componentes mais comuns (estes modelos são geralmente conhecidos como 76 Algumas regras para o projeto de uma PCB footprints). Contudo, muitas vezes fica ao critério do projetista criar a footprint do componente a inserir na placa. Nessa altura, é importante ter em conta o rácio pad/buraco. Cada fabricante de PCBs costuma ter uma especificação para este rácio, mas é comum que os pads sejam no mínimo 1.8 vezes maior que o diâmetro do buraco. Isto permite que na altura em que são feitos os buracos (drill), estes cumpram as tolerâncias mínimas ao erro. Existem algumas práticas comuns usadas nos pads utilizados nos componentes gerais. Por exemplo, os pads para resistências, condensadores e díodos costumam ser redondos, com 70 mils de diâmetro. Para os circuitos integrados (ICs), é normal utilizar-se pads de forma oval, com o pino número 1 de forma diferente (normalmente retangular) para ser fácil identificação na altura de montagem. C.3.6 Vias O propósito das vias é ligar eletricamente pistas que se encontram nos dois lados da placa, isto no caso da placa apenas ter duas partes (cima e baixo). É possível a criação de PCBs com várias camadas, permitindo assim ao projetista maior flexibilidade no roteamento das pistas e por vezes na colocação dos componentes, a desvantagem é o custo acrescido no fabrico deste género de PCBs devido à sua extrema complexidade. Para protótipos, o mais comum é as vias serem feitas manualmente, mas para projetos industriais as vias são feitas por buracos eletricamente cobertos, conhecidos como Plated Through Holes (PTH), os quais requerem especial atenção ao tamanho do buraco, tanto mínimo como máximo. C.3.7 Clearances Os espaçamentos entre os condutores (clearances) são um requisito importante para qualquer PCB. Um espaçamento demasiado curto entre pistas e/ou pads pode levar a curto-circuitos, causar interferências eletromagnéticas ou mesmo problemas no fabrico da placa. Estes erros podem ser muito difíceis ou mesmo impossíveis de corrigir depois da placa ser criada. Um espaçamento de 15 mils é normalmente utilizado para projetos básicos, sendo utilizados espaçamentos de 10 e 8 mils para esquemas mais densos, isto é, com mais componentes e menos espaço livre disponível. Para elevados valores de tensões, existem várias normas a cumprir no que diz respeito à construção de uma PCB. A norma IPC tem um conjunto de tabelas que definem o espaçamento mínimo a manter para vários níveis de tensão. Esse espaçamento depende do tipo de pistas (internas ou externas) e da altura em que a placa se encontrar a funcionar em relação ao nível do mar, isto porque a pressão atmosférica tem um efeito diferente a altas atitudes. A tabela C.1 apresenta alguns valores para o espaçamento mínimo entre condutores numa PCB [23]. C.3.8 Colocação dos componentes A colocação e disposição dos componentes numa placa é de longe o aspeto mais importante no que diz respeito ao projeto de uma PCB. Além, de futuramente, tornar o roteamento entre os C.3 Boas práticas para o projeto de uma PCB 77 Tabela C.1: Espaçamento mínimo entre condutores. Tensão (DC ou picos AC) Condutores internos Condutores externos (<3050m de altitude) Condutores externos (>3050m de altitude) 0-15 V 0.05 mm 0.1 mm 0.1 mm 16-30 V 0.05 mm 0.1 mm 0.1 mm 31-50 V 0.1 mm 0.6 mm 0.6 mm 51-100 V 0.1 mm 0.6 mm 1.5 mm 101-150 V 0.2 mm 0.6 mm 3.2 mm 151-170 V 0.2 mm 1.25 mm 3.2 mm 171-250 V 0.2 mm 1.25 mm 6.4 mm 251-300 V 0.2 mm 1.25 mm 12.5 mm 301-500 V 0.25 mm 2.5 mm 12.5 mm componentes mais simples, uma boa disposição destes garante um bom desempenho elétrico dos mesmos. Cada projetista tem o seu método próprio de colocação dos componentes, isto porque não existe nenhum forma exata para isso. Existe sim um conjunto de regras que ajudam na simplificação de projetos complexos e com muitos componentes, dessas regras destacam-se as seguintes: • Definir bem o tamanho das grelhas a usar na colocação dos componentes e no roteamento das pistas; • Dispor todos os componentes na placa para ter uma melhor noção do espaço a utilizar; • Dividir e agrupar, de acordo com o esquemático, os vários blocos funcionais do sistema global; • Identificar as principais pistas do circuito e fazer o roteamento das mesmas em primeiro lugar; • Colocar e ligar as pistas por blocos separadamente; • Fazer a ligação dos vários blocos, tendo atenção às ligações de sinal e de alimentação; •Design Rule Check (DRC) (explicado na secção C.3.10); • Pedir a alguém para fazer uma verificação final; O último ponto apresentado pode não parecer importante, mas por vezes a opinião de outra pessoa pode fazer grande influência na maneira de ver as coisas. C.3.9 Roteamento Roteamento é um processo que consiste na ligação elétrica entre os condutores dos componentes. Uma conexão elétrica entre dois ou mais pads é conhecida como net. Assim como a colocação dos componentes, não existe nenhuma norma que diga respeito ao roteamento das pistas, contudo 78 Algumas regras para o projeto de uma PCB várias regras devem ser seguidas para maximizar o desempenho das conexões feitas. Estas regras são listadas abaixo. • Manter as nets o mais próximas possíveis. Quanto maior for o comprimento das pistas, maior será a resistência, a indutância e a capacidade destas, e estes fatores são sempre indesejáveis; • As pistas não devem ter ângulos superiores a 45◦. Nunca utilizar ângulos retos nem ângulos superiores a 90◦. Normalmente, os programas de edição de PCBs obrigam os ângulos das pistas a serem no máximo 45◦, contudo esse aspeto não é garantido em todos os programas; • Usar apenas uma pista para fazer a ligação entre dois componentes, em vez de usar várias pistas. Mesmo sendo eletricamente igual, no caso de ser preciso editar a disposição da pista, torna-se muito mais complexo no caso de ter várias pistas entre os mesmos pontos; • Para correntes elevadas, utilizar várias vias por pista para fazer a ligação entre as várias camadas que a placa possa ter; • Se as pistas de alimentação e de massa forem críticas, isto é, necessárias para alimentar vários componentes, é preferível serem projetadas primeiro e com o maior tamanho possível; • Manter as pistas simétricas. Além de ser melhor do ponto de vista estético, também se torna mais simples de perceber o que está feito e o que é necessário fazer, no que diz respeito ao roteamento das pistas; • Não deixar zonas de cobre que não esteja conetado a efetuar nenhuma ligação; • Não colocar vias por baixo dos componentes. As ligações das vias podem interferir com o componente e afetar o seu funcionamento. Na figura C.2 pode ser observado um exemplo do que é um bom roteamento de um circuito integrado e um mau roteamento do mesmo. De referir que não existem normas para fazer o roteamento das pistas, este aspeto fica sempre ao critério do projetista da placa. C.3.10 Design Rule Checking Design Rule Checking (DRC) permite a verificação automática de erros relacionados com a conetividade dos componentes, espaçamentos mínimos e outros aspetos de fabrico de uma PCB. Com o elevado número de placas a serem produzidas diariamente e a extrema complexidade de algumas placas, seria impossível a verificação manual de uma PCB. Por isso, é essencial que este procedimento seja feito antes do fabrico de uma PCB. Alguns exemplos dos aspetos referentes ao DRC são: a verificação se todas as pistas correspondem às ligações feitas no esquemático; o espaçamento entre as pistas, os pads e os componentes está dentro dos limites impostos pelo projetista; e se os tamanhos dos buracos, das pistas e das vias são respeitados. C.3 Boas práticas para o projeto de uma PCB 79 Figura C.2: Exemplo de um bom roteamento de pistas (esquerda) e de um mau roteamento (direita). Normalmente, o DRC é feito no final do projeto da PCB, no entanto existem programas de edição que permitem a verificação em tempo-real dos aspetos descritos acima, o que é uma vantagem para quem está a projetar a placa. 80 Algumas regras para o projeto de uma PCB Referências [1] J. Larminie e J. Lowry. 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