Konstrukce elektronických zařízení

Konstrukce elektronických zařízení 1 KONSTRUKCE ELEKTRONICKÝCH ZAŘÍZENÍ prof. Ing. Kamil Vrba, CSc. Ing. Pavel Hanák, PhD. Vydání elektronické knihy podpořila Fakulta elektrotechniky a komunikačních technologií a Ústřední knihovna VUT v Brně. Kniha je vydána zdarma a otevřeně pod veřejnou licencí Creative Comons – 4.0 Mezinárodní (CC BY 4.0). 2 Fakulta elektrotechniky a komunikačních technologií VUT v Brně Autoři: prof. Ing. Kamil Vrba, CSc., Ing. Pavel Hanák, PhD. Název: Konstrukce elektronických zařízení Vydání: 1. vydání Druh: e-kniha Rok a měsíc vydání: 2021/06 Počet stran: 298 Náklad: e-publikace pod veřejnou licencí CC BY 4.0 Vědní obor: Elektrotechnika, elektronika, audio inženýrství, automatizační technika, výpočetní technika, telekomunikace, radioelektronika Vydavatel: Vysoké učení technické v Brně, Nakladatelství VUTIUM ISBN: 978-80-214-5957-1 DOI: 10.13164/book.construction.electronic.devices ANOTACE: Tato elektronická publikace představuje otevřený přístup k odborným poznatkům a technickým dovednostem potřebným při konstrukci elektronických zařízení či přístrojů. Jsou vysvětleny zásady konstrukce a vlastnosti signálových spojů, doporučení pro rozvod napájení a rozvod zemního vodiče včetně doporučení pro výběr a konstrukci napájecích zdrojů, řešení problémů způsobených zemními smyčkami apod. Jsou uvedeny zásady a možnosti elektrostatického a magnetického stínění a také způsoby ekvipotenciálního stínění proti rušivým signálům. Dále jsou uvedena doporučení pro výběr a aplikační pravidla pro pasivní obvodové prvky jako jsou rezistory, kapacitory, induktory, krystalové rezonátory, nebo pro prvky užívané pro přepěťové či nadproudové ochrany. Jsou také uvedeny zkušenosti a doporučení autorů při aplikacích aktivních prvků jako jsou operační zesilovače, vzorkovače a sledovače s pamětí, komparátory, časovače, převodníky A/D a D/A nebo pro číslicové obvody. Autoři děkují za technickou a odbornou pomoc při zpracování knihy kolegyním Jitce Hoškové a Haně Lukešové. Za konzultace ke kapitole o impulsních zdrojích pak autoří děkují Ing. Radkovi Tománkovi. Konstrukce elektronických zařízení 3 Obsah 1 ÚVOD ................................................................................................................................ 6 2 KONSTRUKCE SIGNÁLOVÝCH SPOJŮ................................................................... 6 2.1 NESYMETRICKÉ VEDENÍ .......................................................................................... 6 2.2 SYMETRICKÉ VEDENÍ ............................................................................................... 8 2.3 VEDENÍ ELEKTRICKY KRÁTKÉ A ELEKTRICKY DLOUHÉ ............................................ 8 2.4 ELEKTRICKÉ PARAMETRY SPOJŮ ............................................................................. 9 2.5 PROVEDENÍ SPOJŮ ................................................................................................. 16 2.5.1 Jednodrátové vodiče ............................................................................................. 16 2.5.2 Vícežilové kabely .................................................................................................. 16 2.5.3 Kroucený dvojitý vodič ......................................................................................... 18 2.5.4 Koaxiální a stíněné kabely ................................................................................... 20 2.5.5 Plošné spoje .......................................................................................................... 21 2.5.6 Optické spoje ........................................................................................................ 31 POUŽITÁ LITERATURA .................................................................................................... 37 3 KONSTRUKCE NAPÁJECÍCH OBVODŮ ................................................................ 38 3.1 NAPÁJENÍ ZAŘÍZENÍ ............................................................................................... 38 3.1.1 Síťový přívod ........................................................................................................ 38 3.1.2 Síťové odrušovací prostředky ............................................................................... 42 3.1.3 Napájecí zdroje .................................................................................................... 47 3.2 NAPÁJECÍ ROZVODY .............................................................................................. 61 3.2.1 Rozvod napájení od zdroje k jednotlivým systémům ............................................ 61 3.2.2 Rozvod napájení v jednotlivých částech zařízení ................................................. 64 3.3 ROZVOD SPOLEČNÉHO ZEMNÍHO VODIČE ............................................................... 70 3.3.1 Vícebodový uzemňovací systém ............................................................................ 72 3.3.2 Jednobodový uzemňovací systém ......................................................................... 73 POUŽITÁ LITERATURA .................................................................................................... 77 4 ZEMNÍ SMYČKY A ZPŮSOBY GALVANICKÉHO ODDĚLENÍ ......................... 78 4.1 ZEMNÍ SMYČKY ..................................................................................................... 78 4.2 POTLAČENÍ RUŠIVÉHO NAPĚTÍ ZPŮSOBENÉHO ZEMNÍ SMYČKOU ............................ 79 4.3 PŘERUŠENÍ ZEMNÍ SMYČKY GALVANICKÝM ODDĚLENÍM ....................................... 81 4.4 GALVANICKÉ ODDĚLENÍ OPTOČLENEM .................................................................. 82 4.5 GALVANICKÉ ODDĚLENÍ IMPULSNÍMI TRANSFORMÁTORY ..................................... 87 4.6 GALVANICKÉ ODDĚLENÍ VYSOKONAPĚŤOVÝMI KAPACITORY ................................ 92 4.7 GALVANICKÉ ODDĚLENÍ AUDIOSIGNÁLŮ ............................................................... 95 POUŽITÁ LITERATURA .................................................................................................. 100 5 STÍNĚNÍ ....................................................................................................................... 101 5.1 STÍNĚNÍ ELEKTRICKÉHO POLE ............................................................................. 101 5.1.1 Elektrostatické stínění obvodů ........................................................................... 102 5.1.2 Elektrostatické stínění spojů ............................................................................... 106 5.2 STÍNĚNÍ MAGNETICKÉHO POLE ............................................................................ 108 5.2.1 Stínění obvodů proti rušení magnetickým polem ............................................... 108 5.2.2 Ochrana vodičů proti vyzařování magnetického pole ........................................ 114 5.3 EKVIPOTENCIÁLNÍ STÍNĚNÍ .................................................................................. 115 4 Fakulta elektrotechniky a komunikačních technologií VUT v Brně POUŽITÁ LITERATURA .................................................................................................. 118 6 PARAZITNÍ JEVY A JEJICH POTLAČENÍ .......................................................... 119 6.1 POTLAČENÍ RUŠENÍ NA PŘÍVODNÍCH VODIČÍCH .................................................... 119 6.1.1 Potlačení rušení na nesymetrickém vedení ........................................................ 119 6.1.2 Potlačení rušení symetrickým vedením .............................................................. 123 6.2 ODPOR PŘÍVODŮ .................................................................................................. 126 6.2.1 Úbytek napětí na přívodu k zátěži ...................................................................... 126 6.2.2 Čtyřsvorkové zapojení ........................................................................................ 127 6.2.3 Vazba signálových obvodů na odporu přívodů .................................................. 128 6.3 TERMOELEKTRICKÉ NAPĚTÍ ................................................................................. 129 6.4 VLIV PARAZITNÍCH IMPEDANCÍ ........................................................................... 131 6.5 PŘEPĚTÍ NA INDUKČNÍ ZÁTĚŽI ............................................................................. 134 POUŽITÁ LITERATURA .................................................................................................. 136 7 PASIVNÍ OBVODOVÉ PRVKY R, C, L .................................................................. 137 7.1 VYRÁBĚNÉ ŘADY PASIVNÍCH PRVKŮ A JEJICH OZNAČOVÁNÍ ............................... 137 7.2 VÝBĚR REZISTORŮ .............................................................................................. 149 7.3 VÝBĚR KAPACITORŮ ........................................................................................... 159 7.4 VÝBĚR INDUKTORŮ ............................................................................................. 179 POUŽITÁ LITERATURA .................................................................................................. 196 8 PIEZOELEKTRICKÉ KRYSTALOVÉ REZONÁTORY ...................................... 197 8.1 ZÁKLADNÍ VLASTNOSTI PIEZOELEKTRICKÝCH KRYSTALŮ ................................... 197 8.2 PARAMETRY PIEZOELEKTRICKÝCH KRYSTALŮ .................................................... 198 8.3 TYPY PIEZOELEKTRICKÝCH KRYSTALŮ ............................................................... 200 8.4 APLIKAČNÍ DOPORUČENÍ ..................................................................................... 202 POUŽITÁ LITERATURA .................................................................................................. 206 9 OCHRANA PŘED PŘEPĚTÍM A NADPROUDEM ............................................... 207 9.1 PŘEPĚŤOVÉ A NADPROUDOVÉ JEVY ..................................................................... 207 9.2 PŘEPĚŤOVÉ OCHRANY ......................................................................................... 211 Bleskojistky (GDT) ......................................................................................................... 213 Varistory (MOV, MLV) .................................................................................................. 216 Polymerové ESD varistory ............................................................................................. 218 Transily (TVS diody) ...................................................................................................... 219 Tyristorové ochrany ....................................................................................................... 221 Ochranné Zenerovy diody .............................................................................................. 222 Kapacitory pro přepěťovou ochranu .............................................................................. 222 9.3 NADPROUDOVÉ OCHRANY ................................................................................... 223 Tavné pojistky ................................................................................................................. 223 Termistorové vratné pojistky (PPTC) ............................................................................ 226 Polovodičové vratné pojistky ......................................................................................... 228 Rezistory a pojistné rezistory ......................................................................................... 229 9.4 PŘÍKLADY APLIKACÍ OCHRANNÝCH OBVODŮ ...................................................... 229 Ochrana napájecích zdrojů ............................................................................................ 229 Ochrana signálových spojů ............................................................................................ 232 Ochrana datových komunikačních rozhraní a portů ...................................................... 234 POUŽITÁ LITERATURA .................................................................................................. 237 Konstrukce elektronických zařízení 5 10 APLIKAČNÍ PRAVIDLA PRO AKTIVNÍ ELEKTRONICKÉ OBVODOVÉ PRVKY .................................................................................................................................. 238 10.1 TRANZISTOROVÉ OBVODY ................................................................................... 238 10.2 OPERAČNÍ ZESILOVAČE ....................................................................................... 239 10.2.1 Aplikační zásady ............................................................................................. 239 10.2.2 Další konstrukční doporučení ........................................................................ 245 10.2.3 Požadavky na napájecí zdroje ........................................................................ 248 10.3 VZORKOVAČE A SLEDOVAČE S PAMĚTÍ ................................................................ 258 10.4 KOMPARÁTORY ................................................................................................... 260 10.4.1 Základní vlastnosti komparátorů ................................................................... 261 10.4.2 Komparátory s hysterezí ................................................................................. 266 10.4.3 Okénkové komparátory .................................................................................. 268 10.4.4 Shrnutí zásad při aplikaci komparátorů ......................................................... 270 10.5 APLIKAČNÍ DOPORUČENÍ PRO ČASOVAČE ............................................................ 271 10.6 APLIKAČNÍ PRAVIDLA PRO D/A A A/D PŘEVODNÍKY ........................................... 274 10.6.1 A/D a D/A převodníky pracující s velkými digitálními proudy ...................... 274 10.6.2 A/D a D/A převodníky pracující s malými digitálními proudy ....................... 277 10.7 LOGICKÉ OBVODY ............................................................................................... 279 10.7.1 Přehled a základní vlastnosti vyráběných typových řad ................................ 279 10.7.2 Základní aplikační doporučení....................................................................... 283 10.7.3 Ošetření nevyužitých vstupů ........................................................................... 285 10.7.4 Přizpůsobení napěťových úrovní .................................................................... 288 10.7.5 Ošetření pomalých přechodových hran .......................................................... 290 10.7.6 Zpracování signálů z mechanických kontaktů ................................................ 292 10.7.7 Připojení nestandardních zátěží ..................................................................... 294 POUŽITÁ LITERATURA .................................................................................................. 298 6 Fakulta elektrotechniky a komunikačních technologií VUT v Brně 1 Úvod Zájemci o problematiku konstrukce elektronických přístrojů či zařízení získají znalosti o konstrukci signálových spojů, napájecích a zemních rozvodů, o zemních smyčkách či o galvanickém oddělení systémů. Budou seznámeni s parazitními jevy a jejich potlačením jako jsou nežádoucí vazby vstupních a výstupních obvodů způsobené parazitními kapacitami a indukčnostmi, termoelektrickými napětími, přepětími na indukční zátěži, odrazy na vedeních či přeslechy. Zájemcům budou vysvětleny principy stínění proti rušivému elektrickému a magnetickému poli, nebo ekvipotenciální stínění proti rušení způsobenému galvanickou vazbou. Budou diskutovány zásady výběru součástek a aplikační doporučení pro pasivní diskrétní prvky, jako jsou rezistory, nejrůznější typy kapacitorů a induktorů, krystalové rezonátory, či součástky pro přepěťovou a nadproudovou ochranu. Také budou uvedena aplikační pravidla pro operační zesilovače, časové obvody, vzorkovače s pamětí, A/D a D/A převodníky, nebo pro číslicové obvody. 2 Konstrukce signálových spojů V zařízení je možno rozlišit obvykle dvě soustavy spojů – je to soustava signálových spojů a napájecího rozvodu. Na obě soustavy jsou kladeny rozdílné požadavky. Nejprve probereme některé vlastnosti signálových spojů, způsoby jejich realizace a souvisejících doporučení pro jejich užití. Soustavy napájecího rozvodu si povšimneme později v souvislosti s problematikou napájení a jeho rozvodu v zařízení. Při přenosu signálu používáme v zásadě dva typy přenosových vedení: nesymetrická (jeden vodič je „živý“ a druhý je uzemněn) a symetrická, která jsou také někdy označována jako diferenční či rozdílová (dva vodiče jsou „živé“ a třetí je uzemněn). 2.1 Nesymetrické vedení Nesymetrické vedení je konstrukčně jednoduché, neboť signálová cesta je tvořena jedním vodičem, přičemž signál je vztažen ke společnému vodiči (zemi). Na Obr. 2.1 je nakreslen náhradní model zapojení obvodu pro nesymetrický přenos signálu. Do vedení se mohou dostat vnější rušivé signály. Z vnějších zdrojů jednak proniká do vedení indukcí šum uš a ve společném vodiči existuje mezi oběma konci vedení potenciální rozdíl ur, vzniklý na odporu zemního vodiče průtokem proudu od dalších obvodů. Indukovaný šum uš vzniká vazbou mezi signálovým vodičem a sousedními vodiči, může se indukovat z napájecích zdrojů apod. Tento indukovaný šum se označuje jako přeslech. uvst u0u1 r0 uš ur u2uvýst ri přijímač nesymetrické vedení společný vodič vysílač Obr. 2.1: Náhradní model nesymetrického vedení Konstrukce elektronických zařízení 7 Rušivý potenciální rozdíl r u vzniká průtokem proudu společným zemním vodičem, který má nenulový odpor a nenulovou indukčnost. Tímto vodičem se totiž uzavírají i všechny zemní proudy od dalších (neznázorněných) obvodů. Dominantní složkou napětí r u je rušivá složka se síťovým kmitočtem 50 Hz nebo s kmitočtem spínaného zdroje (obvykle cca 20 až 40 kHz). Další významnou složkou jsou změny zemních proudů při překlápění připojených logických členů, které vykazují jiný odběr proudu při výstupní úrovni L a při úrovni H. Vstupní napětí přijímače je tedy dáno superpozicí napětí 21šr   u u u u a je zřejmé, že přijímač nemůže rozlišit užitečný signál 1 u od rušivých složek š u a r u . Podmínkou tedy je, aby odstup signálu od šumu byl co největší. K tomu existuje několik způsobů:  zkrátit či oddálit paralelně vedené signálové spoje tak, aby se zmenšila možnost průniku rušivých signálů kapacitními vazbami, popř. vzájemnou induktivní vazbou,  použít stíněný vodič k potlačení přeslechů ze sousedních vodičů,  zvětšit úroveň výstupního signálu vysílače 1 u a tím zvýšit odstup od signálů š u a r u  zmenšit odpor společného zemního vodiče a tím minimalizovat r u ,  dostatečně oddálit signálové vodiče od napájecího rozvodu,  snížit sklon hran impulsů v okolních vodičích tak, aby se zmenšily přeslechy vzniklé kapacitní vazbou,  použít přijímač s hysterezní charakteristikou tak, aby přijímač nereagoval na signály š u + r u ,  použít vhodné kombinace předchozích způsobů. Každý z uvedených způsobů má však i své nedostatky. Podrobněji bude o této problematice pojednáno později. 8 Fakulta elektrotechniky a komunikačních technologií VUT v Brně 2.2 Symetrické vedení Symetrické vedení využívá k přenosu signálu rozdílový signál dvou vodičů uspořádaných symetricky vůči společnému zemnímu vodiči, který se však na vlastním přenosu informace nepodílí. Princip přenosu signálů symetrickým vedením je naznačen na Obr. 2.2. Vedení je buzeno z vysílače s diferenčním výstupem, resp. z vysílače se dvěma navzájem komplementárními výstupy, přijímač pak pracuje jako rozdílový zesilovač. Rušivé napětí uš se tentokrát indukuje do obou signálových vodičů přibližně stejně a působí proto jako souhlasné napětí, jímž je podložen přenášený signál. Rušivé napětí ur rozdílu zemních potenciálů společného vodiče působí na rozdílových vstupech přijímače díky komplementárním výstupům vysílače rovněž jako souhlasné napětí. Na vstupy rozdílového přijímače jsou přivedena napětí P 1 N 1š r š r ,u u u u u u u u       . Na výstupu rozdílového přijímače pak bude napětí P N 1 1 1výst š r š r 2.       u u u u u u u u u u Přijímač s dobrým potlačením souhlasného signálu pak snadno vybere ze směsi vstupních signálů pouze přenášený signál, který jediný je přiváděn jako rozdílový. Pro symetrická vedení se nejčastěji používají zkroucené vodiče nebo ploché a páskové kabely se souběžně vedenými vodiči. To proto, aby se šum z vnějších zdrojů indukoval do obou vodičů přibližně stejně. uvst uš ur uvýst rozdílový přijímač symetrické vedení společný vodič rozdílový vysílač uš -u 1 u 1 + - P u uN Obr. 2.2: Náhradní model pro vysvětlení přenosu signálu symetrickým vedením 2.3 Vedení elektricky krátké a elektricky dlouhé Pro rozvod signálů se nejčastěji užívají jednodrátové vodiče, ploché kabely, kroucené dvouvodiče (twisted pair), koaxiální kabely či plošné spoje. Pro správný přenos signálu je třeba v konkrétní aplikaci zvolit vhodný druh spoje. Při volbě typu spoje je třeba porovnávat dobu čela a týlu přenášených impulsů s dobou šíření po vedení. Podle toho se signálové spoje dělí na: a) elektricky krátká vedení Signál krátkým vedením projde tam a zpět za kratší dobu, než je trvání jeho nástupné či sestupné hrany. Odražený signál dozní se skončením hrany signálu a nezpůsobí proto její zkreslení. Elektricky krátká vedení není nutno impedančně přizpůsobovat. Rychlost šíření signálu vodičem bývá asi 0,22 m/ns. Jeden metr tedy signál urazí za přibližně  = 4,5 ns. Známe-li dobu hrany signálu thr, pak se obvykle se za krátký spoj považuje spoj takové délky, aby doba šíření tam i zpět byla přibližně rovna době trvání hrany impulsu Konstrukce elektronických zařízení 9 Tab 2.1: Maximální délky elektricky krátkého vedení pro různé typy číslicových obvodů Druh Typ Napájení (V) Doba hrany (ns) Maximální délka (cm) TTL první série 5 5 55 TTL L 5 15 150 TTL H 5 6 66 TTL S 5 3 33 TTL LS 5 10 110 TTL ALS 5 4 44 TTL F 5 3,5 40 TTL AS 5 2 22 TTL G 3,3 1,5 17 CMOS první série 10 30 330 CMOS HC/HCT 5 9 100 CMOS AC/ACT 3,3 nebo 5 3 33 CMOS AUP 3,3 3,5 38 CMOS AUC 1,8 2 22 CMOS LVC 3,3 3 33 CMOS AHC/AHCT 5 5 55 CMOS CBT/CBTD 5 0,25 3 CMOS CBTLV/CB3T 3,3 0,25 3 CMOS LV1T 3,3 5 55 max hr /2l t .   V tabulce Tab 2.1 jsou pro informaci uvedeny mezní hodnoty elektricky krátkých vedení pro používané číslicové obvody, je-li spojem prostý plošný spoj či izolovaný drát. Je zřejmé, že pro rychlé číslicové obvody jsou kritické vzdálenosti pro přenos signálu nepřizpůsobeným vedením jen několik málo centimetrů. b) elektricky dlouhá vedení Signál prochází vedením déle, než je doba trvání jeho hrany. Rušivý signál vzniklý při odrazu na nepřizpůsobeném konci vedení doznívá i po skončení hrany signálu. Tato vedení je třeba pro zamezení odrazů na koncích přizpůsobovat charakteristickou impedancí. Problematika potlačení odrazů při přenosu signálu elektricky dlouhým vedením bude probrána později. 2.4 Elektrické parametry spojů Nejprve je zapotřebí připomenout, že každý vodič vykazuje elektrický odpor   ;,RS     kde ρ je měrný odpor materiálu vodiče (Ω m2/m), popř. (Ω m), značí délku vodiče (m), S je plocha průřezu vodiče (m2). Pro vodič kulatého průřezu pak   2 /2Sd , přičemž d značí průměr vodiče (m). Elektrotechnická měď má obvykle měrný odpor 17,24   až 16 Fakulta elektrotechniky a komunikačních technologií VUT v Brně 2.5 Provedení spojů 2.5.1 Jednodrátové vodiče Nejčastěji se používají pro signálové vodiče měděné dráty nebo ohebná splétaná lanka, tzv. lícny (Obr. 2.11a), obvykle průměru 0,3 až 0,5 mm povrchově krytá pro lepší pájení pocínováním, obalená v izolantu (měkčený PVC, nebo teflon). Jde o nesymetrické vedení, které nemá jednoznačně definovanou charakteristickou impedanci. Její hodnota se obvykle pohybuje od 100 do 1000 Ω a záleží na tom, v jaké vzdálenosti je vodič veden od uzemněné plochy. drát lanko a silový drát silové lanko b plochý vodič c ohebná spojka d Obr. 2.11: Jednodrátové vodiče: a) signálové vodiče, b) vodiče pro silové rozvody, c) plochý vodič, d) ohebný měděný pásek pro napájecí rozvody Pro silové rozvody 1 A až 5 A se uvnitř zařízení užívají pevné dráty, měděná lanka o průměru 0,75 mm až 2,5 mm (Obr. 2.11b). Pro silové rozvody 5 A až 50 A se pak používají ploché měděné vodiče (Obr. 2.11c). Důvodem je větší plocha pro odvod tepla, než je tomu u vodiče kruhové průřezu. Pro propojení na pásnicový rozvod napájení jsou také k dispozici ohebné pletené měděné pásky (Obr. 2.11d). 2.5.2 Vícežilové kabely Typickým provedením vícežilového kabelu, který se užívá pro přenos signálů uvnitř zařízení, jsou dnes ploché ohebné kabely realisované měděným pocínovaným drátem nebo lankem s různým počtem i průřezem vodičů. Vodiče jsou zpravidla kruhového průřezu. Pro snadnější identifikaci jsou často jednotlivé vodiče (popř. skupiny vodičů) barevně odlišeny (Obr. 2.12a). V řadě případů se však z cenových a praktických důvodů od požadavku ohebnosti upouští. Používají se drátové vícežilové kabely, které jsou proti ostrému zlomu chráněny tužší izolací. Jejich výhodou je snadné připojení pomocí zařezávacích kontaktů (Obr. 2.12b). Konstrukce elektronických zařízení 17 a b c Obr. 2.12: Vícežilový plochý kabel: a) ohebný s lanky, b) drátový ze zařezávacími kontakty, c) realisovaný pomocí ohebného plošněho spoje Mnohožilové ploché kabely s vodiči kruhového průřezu mají rozsah charakteristických impedancí od 50 Ω do 200 Ω, s plochými vodiči na ohebném plošném spoji (Obr. 2.12c) bývá charakteristická impedance 90 Ω. Výhodou plochých vodičů na ohebném plošném spoji je lepší chlazení, které dovoluje pro daný proud použít 2 až 3 krát menší průřez, než u vodičů o kruhovém průřezu. Také u kmitočtů nad 1 GHz je plochý vodič výhodnější, má totiž při stejném průřezu asi dvakrát větší povrch než vodič kruhového průřezu a proto se u něj uplatní tzv. povrchový jev v menší míře. Přeslechy mezi vodiči plochého kabelu lze snížit použitím zemních vodičů (Obr. 2.13a) nebo přidáním dalších zemních vodičů (Obr. 2.13b, Obr. 2.13c) nebo zvětšením rozestupů mezi trojicemi vodičů, z nichž vždy oba krajní vodiče jsou zemní (Obr. 2.13d). U sdílených zemních vodičů je úroveň přeslechů 1,5 %, se dvěma zemními vodiči mezi signálovými vodiči i méně než 1 %. zemnící vodič signálový vodič přesle ch 1,5 %přeslech 1 % ab cd Obr. 2.13: Zapojení plochých vícežilových kabelů pro potlačení přeslechů mezi vodiči Pro přenos telefonních a různých sdělovacích či ovládacích signálů mezi dvěma zařízeními se na větší vzdálenosti používají především kulaté, ale i ploché kabely se dvěma a 18 Fakulta elektrotechniky a komunikačních technologií VUT v Brně více vodiči. Kabely jsou jak v provedení s pevnými vodiči, tak i s ohebnými lanky. Svazek vodičů může být stíněn opletením tenkými drátky, nebo Al fólií. Pro rozvody sítě 230 V~ se pak užívají měděné ohebné síťové kabely dvouvodičové, častěji však třívodičové s ochraným vodičem (Obr. 2.14). Fázový, neutrální a ochranný vodič jsou v kabelu vyznačeny barvou izolace. Fázový vodič (L) je vyznačen hnědou popř. černou nebo šedou barvou, pro neutrální (nulový) vodič (N) je vyhrazena světle modrá barva a ochranný (zemní) vodič (PE) se označuje dvoubarevnou kombinací zelené a žluté barvy. a b Obr. 2.14: Ohebné síťové kabely: a) dvouvodičový, b) třívodičový se zemním vodičem 2.5.3 Kroucený dvojitý vodič Kroucená dvojlinka nebo také kroucený pár (twisted pair), zkráceně twist, je nejuniverzálnější druh vedení používaný pro delší spoje. Je tvořen dvěma souběžnými izolovanými vodiči s průměrem drátu 0,5 mm nebo zřídka 0,3 mm, navzájem kolem sebe zkroucenými tak, že na 1 m délky připadá 15 až 35 zkrutů (viz Obr. 2.15). Předepsaným mechanickým uspořádáním je zaručena konstantní hodnota charakteristické impedance. Impedanční přizpůsobení je proto snadné a tento typ symetrického vedení může být použit i pro přenos na elektricky dlouhé vzdálenosti. Symetrické vedení zkroucenými vodiči je odolné proti rušení. Rušivé signály se projevují jako souhlasné napětí a jsou rozdílovým přijímačem potlačeny. Vnější příčné rušivé magnetické pole indukuje do vodičů napětí, které se však zruší díky střídající se polaritě elementárních magnetických obvodů tvořenými jednotlivými zkruty (závity). Pokud se používají paralelní nezkroucené vodiče, indukované napětí se nezruší, protože jako elementární magnetický obvod působí celé vedení. Poznamenejme však, že indukované napětí ovlivňuje přenos užitečného signálu jen nepatrně, neboť z hlediska vstupů rozdílového přijímače představuje souhlasný signál. Zkroucený dvouvodič je v mnoha případech znamenitou náhradou koaxiálních kabelů především v číslicových systémech. Obr. 2.15: Volně kroucený dvojitý vodič (twist) Charakteristická impedance vedení s volně zkroucenými vodiči bývá 100 až 130 Ω (někdy 50 až 200 Ω) při 15 až 35 zkrutech na 1 metr délky. Z konstrukčních důvodů je však obtížné udržet u volně zkroucených vodičů jmenovitou hodnotu v úzké toleranci (cca 8 % v závislosti na utažení smyček). Počet zkrutů na jednotku délky nemá při dobrém dotyku výrazný vliv na charakteristickou impedanci, ovlivňuje hlavně dobu šíření signálu. Průměrná kapacita volně zkrouceného twistu je C = 30 až 80 pF na 1 metr délky vedení. Doba šíření je v rozmezí 4 až 5,25 ns/m ± 5 %. Díky konstantní hodnotě charakteristické impedance jsou takové volně zkroucené vodiče vhodné pro přenosy na vzdálenost kolem 1000 m, mezní kmitočet pro pokles o 3 dB je fmax ≈ 15 MHz. Konstrukce elektronických zařízení 19 Pokud se volně zkroucené vodiče použijí pro konstrukci metalické strukturované kabeláže, pak ostřejší ohyb kabeláže způsobí oddálení vodičů a tím i změnu charakteristické impedance vedení. Z těchto důvodů se kabely kategorie 4, kde se používaly 4 páry volně zkroucených vodičů, přestaly pro přenos dat používat. Zlepšení vlastností přineslo zvýšení počtu zkrutů, případně i slepení sousedních vodičů v páru, které znesnadňuje oddálení vodičů při ostrém ohybu kabelu. Přehled kategorií metalických kabelů pro strukturovanou kabeláž včetně základních parametrů je uveden na Obr. 2.16. Přeslechy mezi páry jsou v kabelu sníženy tím, že každý pár má jiný počet zkrutů na metr délky nebo má každý pár vlastní stínění. Aby se zabránilo indukci rušení ze sousedních kabelů či silnoproudých rozvodů, mohou být všechny páry opatřeny celkovým stíněním umístěným pod pláštěm kabelu. Použití stínění nepřinese zvětšení šířky přenášeného pásma či zvýšení rychlosti přenosu dat, ale potlačí průnik elektromagnetického rušení ze sousedních párů či kabelů a současně snižuje vyzařování rušivých signálů do okolí. Plastový kříž vložený do kabelu kategorie 6 má zabránit ostrým ohybům kabelu, kdy by mohlo dojít ke změně charakteristické impedance. Počínaje kategorií 7 je každý pár vodičů opatřen stíněním a celý kabel má pak ještě jedno stínění, čímž se současně zabraňuje ostrým ohybům kabelu. nestíněný stíněný nestíněný měděný vodič obal (PVC) měděný vodič plastový kříž stíněný stínící folie vývod stínící folie vývod stínící folie stíněný měděný vodič stínicí folie opletení obal (PVC) Kategorie 7 – 600 MHz, 10 Gb/s; kategorie 7A – 1 GHz, 10 Gb/s +; kategorie 8 – 2 GHz, 40 Gb/s Kategorie 5/5E – 100 MHz, 10 Mb/s Kategorie 6 – 250 MHz, 1 Gb/s; kategorie 6A – 500 MHz, 10 Gb/s (U/UTP) (U/UTP) (F/UTP)(F/UTP) (S/FTP) Obr. 2.16: Metalické kabely pro strukturovanou kabeláž 20 Fakulta elektrotechniky a komunikačních technologií VUT v Brně Vnitřní konstrukce kabelů pro metalickou strukturovanou kabeláž se označují písmenkovými zkratkami ve tvaru zlomku, např. U/UTP, F/UTP, S/FTP. Písmenkové zkratky před zlomkem se týkají kabelu jako celku, kde U = Unshielded značí nestíněný kabel, F = Foil pak kabel stíněný Al fólií, S = Shielded kabel stíněný opletením. Písmenkové zkratky za zlomkem se týkají jednotlivých párů vodičů, přičemž UTP = Unshielded Twisted Pair značí nestíněný kroucený pár a FTP = Foil Twisted Pair znamená, že každý kroucený pár je stíněn Al fólií. 2.5.4 Koaxiální a stíněné kabely Konstrukce koaxiálního či stíněného kabelu je zřejmá z Obr. 2.17. Středový vodič je obvykle realizován lankem spleteným z tenkých měděných vodičů nebo pevným měděným vodičem. Jako dielektrikum se nejčastěji užívá polyetylén nebo teflon. Stínění může být realizováno opletením ve tvaru síťky většinou z měděných drátků, nebo ovinutím hliníkových páskem, popř. kompaktní hliníkovou folií. Pro větší stínicí účinek může být stínění zdvojeno v kombinaci hliníková folie překrytá opletením. Koaxiální kabel se používá jako nesymetrické vedení. Existují však i koaxiální kabely se dvěma stíněními navzájem oddělenými dielektrikem, které jsou určeny pro symetrické vedení. vnější izolace dielektrikum stínění středový vodič Obr. 2.17: Vnitřní konstrukce stíněného kabelu Konstrukční uspořádání zajišťuje minimální citlivost koaxiálního kabelu na rušení kapacitní vazbou. Charakteristická impedance bývá 50 až 200 Ω, kapacita 30 až 100 pF/m, doba šíření je 4 až 4,5 ns/m, šířka přenášeného pásma fmax ≈ 1 až 3 GHz. Zda jde o koaxiální nebo stíněný kabel rozlišujeme podle šířky pásma přenášených kmitočtů. Pro audio-signály se užívá většinou miniaturní (tenký) stíněný kabel o celkovém průměru 3 až 3,5 mm. U tohoto typu kabelu většinou výrobci ani neudávají charakteristickou impedanci, protože jsou určeny pro nízkofrekvenční aplikace do 25 kHz jako např. mikrofonní přívod, přívody ke sluchátkům apod. Několik příkladů řešení stíněných audiokabelů je uvedeno na Obr. 2.18. Vyšší nároky na šířku kmitočtového pásma a na charakteristickou impedanci pak splňují koaxiální kabely určené pro vysokofrekvenční aplikace, pro rychlé datové přenosy apod. (viz Obr. 2.19). jednožilový s pleteným stíněním jednožilový s dvojitým stíněním (stínění vinuté Al folií + pletené) dvoužilový s kompaktním stíněním mikrofonní 4 žilový s pleteným stíněním Obr. 2.18: Několik příkladů stíněných audiokabelů Konstrukce elektronických zařízení 21 Z0 fmax C 50 Ω 50 Ω 50 Ω 75 Ω 95 Ω 75 Ω 1 GHz 1 GHz 3 GHz 3 GHz 3 GHz 3 GHz 101 pF/m 101 pF/m 93 pF/m 63 pF/m 50 pF/m 64 pF/m Obr. 2.19: Několik příkladů koaxiálních kabelů pro vysokofrekvenční aplikace Koaxiální či stíněné kabely mají však i nevýhody. Zabírají více místa, obtížně se napojují, mají větší hmotnost, jsou dražší a většinou mají poměrně velkou kapacitu, která vyžaduje použít větší budicí proudy. Svoje opodstatnění mají všude tam, kde je zapotřebí dobře odstínit signálový vodič (především při průchodu silně zarušeným prostředím, nebo při vyvazování do svazků) a také v případě potřeby definované hodnoty charakteristické impedance v úzkých tolerancích. Pro značnou cenu a problémy s připojováním (nutnost používat speciální nástroj pro připojení koaxiálního konektoru) se však používá jen tam, kde je to nezbytně nutné a nelze jej nahradit krouceným dvojitým vodičem. Na dlouhých a extrémně dlouhých přenosových linkách je pak jeho význam potlačen aplikačními možnostmi optických spojů. 2.5.5 Plošné spoje Plošný spoj tvoří kovový (nejčastěji měděný) spojový obrazec na vyztužené izolační podložce. Deska plošného spoje (DPS) plní čtyři základní funkce: - poskytuje mechanickou oporu součástkám, - realizuje vodivé spoje, - slouží k odvodu tepla ze součástek (zejména v provedení SMD) - většinou obsahuje i popis pro identifikaci součástek. Vodivý obrazec může být nanesen jen na jedné straně desky, nebo na obou stranách DPS. Propojení vodičů na horní straně s vodiči na spodní straně se provádí pokovenými propojovacími otvory. Uvnitř desky může být i více vrstev vodivého obrazce. Podle toho se DPS dělí na jednostranné, oboustranné a vícevrstvé. Jednostranné desky plošných spojů mají propojovací vodič pouze na jedné straně DPS a nemají pokovené otvory. Jsou vhodné pro jednodušší aplikace. Na osazování se používají klasické vývodové součástky (osazují se do vyvrtaných otvorů ze strany, kde nejsou vodivé spoje), nebo SMD součástky (osazují se ze strany spojů), v některých případech se používá kombinace obou způsobů osazování. Vyrábějí se ze základního materiálu, který je jednostranně plátován mědí. 22 Fakulta elektrotechniky a komunikačních technologií VUT v Brně Dvoustranné desky plošných spojů mají dvě vrstvy propojovacích vodičů v provedení s pokovenými otvory. Používají se pro náročnější aplikace, dosahuje se u nich podstatně vyšší hustoty montáže než u jednovrstvých desek. Na osazování se používají přednostně SMD součástky, ale lze užít i součástky vývodové. Vyrábějí se ze základního materiálu, který je oboustranně plátován mědí. Vícevrstvé desky plošných spojů (multilayer) mají více než dvě vrstvy propojovacích vodičů. Standardně se vyrábějí v sudém počtu vrstev. Nejběžnějším provedením jsou čtyřvrstvé desky, které mají dvě vrstvy vnější a dvě vrstvy vnitřní. Všechny vrstvy mohou být vzájemně propojeny pokovenými otvory. U těchto typů desek se dosahuje podstatně vyšší propojitelnosti než u dvouvrstvých desek. Osazují se především SMD součástkami méně často pak vývodovými součástkami. Při výrobě vícevrstvých desek se používají tenké základní materiály, na nichž se nejprve vytvoří vodivé obrazce vnitřních vrstev. Dvě sousední vnitřní vrstvy na stejném základním materiálu mohou být vzájemně propojeny pokovenými otvory. Celá sestava se pak slisuje pomocí lepících listů, tzn. prepregů. Nakonec se všechny vrstvy vzájemně propojí prokovenými otvory přes všechny vrstvy. Základním nosným materiálem DPS je izolační výztuž sycená pryskyřicí tzv. laminát. Na tuto izolační podložku je naplátována z jedné či z obou stran měděná fólie. Jednotlivé typy DPS se odlišují podle použité výztuže (celulozový papír, tkaná nebo netkaná skelná tkanina popř. jejich kombinace) a podle použité pryskyřice (fenelová, epoxidová, polyesterová). Další třídění DPS je podle mechanických vlastností podložky, kdy rozlišujeme materiály pro neohebné plošné spoje (rigid PCB), pro ohebné plošné spoje (flexible PCB) a pro roztažné plošné spoje SCB (Stretchable Copper Board). Materiály pro neohebné plošné spoje Pro označování materiálu či vlastností použité izolační podložky se užívá několik písmenkových zkratek. FR (Fire Retardent) značí odolnost proti ohni, kdy díky zpomalovačům hoření má materiál podložky samozhášecí vlastnosti. CEM (Composite Epoxy Material) označuje kompositní výztuž, kdy podložka je např. tvořena kombinací papírové výztuže a vrstvy skelné tkaniny. IMS (Insulated Metal Substrate) značí plátované materiály s kovovou podložkou. Zkratka TG (Glass Transition Temperature), někdy Tg nebo Tg označuje tzv. teplotu skelného přechodu (teplota zeskelnění). Pod touto teplotou je materiál podložky tvrdý a křehký a má vysoký modul pružnosti. Nad touto teplotou materiál podložky skokově nabývá kaučovitou pružnost, přičemž modul pružnosti poklesne až o tři řády. Jinak řečeno pod teplotou TG materiál podložky vykazuje menší deformace než nad teplotou TG, kdy dochází k větším deformacím při stejném napětí v tahu. Materiály pro neohebné plošné spoje, můžeme rozdělit do pěti základních skupin [8]:  celulózový papír (FR1, FR2, FR3),  tkaná skelná tkanina (FR4, FR5 a jejich modifikace G10, G11),  kompositní materiály (CEM1, CEM2),  materiály pro vysokofrekvenční aplikace (FR6) a pro speciální aplikace (GT, GTX, GPY)  materiály s kovovou podložkou (IMS). Materiály na bázi celulózového papíru DPS typu FR1 a FR2 mají výztuž z celulózového papíru vytvrzeného fenolovou pryskyřicí. Rozdíl je v teplotě zeskelnění TG. V případě FR1 je více než 130 °C, kdežto u levnější varianty FR2 je jen 105 °C. Materiály jsou málo odolné vůči vlhkosti a při tepelném Konstrukce elektronických zařízení 23 přetížení dochází ke zuhelnatění podložky a tím i k výraznému poklesu izolačního odporu. Materiál FR3 má také výztuž z celulózového papíru, ale pro vytvrzení je použita epoxidová pryskyřice. Teplota TG je v tomto případě 110 °C. Nejvíce používaným materiálem této kategorie je typ FR2. Materiály s papírovou výztuží jsou levné, ale nejsou příliš rozměrově stálé a jsou poměrně navlhavé. Proto nacházejí uplatnění zejména v různých oblastech spotřební elektroniky pro jednostranné a dvoustranné DPS bez pokovených otvorů. Materiály na bázi skelných vláken Materiály typu FR4, FR5 a jejich modifikace G10, G11 se vyznačují dobrými mechanickými a elektrickými vlastnostmi. Je to díky použití tkané skelné tkaniny jako výztuže. Jsou nehořlavé (samozhášecí), poměrně rozměrově stálé a málo navlhavé. Nejčastější používaným materiálem z této skupiny je typ FR4 i když má horší vlastnosti než materiál FR5, který má vyšší tepelnou odolnost, ale i cenu. Materiál FR4 má teplotu TG 135 °C, pro materiál FR5 je teplota TG 160 °C. Materiál je určený na výrobu jednostranných, dvoustranných DPS a také na výrobu vícevrstvých DPS s prokovenými otvory. Tento typ materiálu je poměrně levný. Má dobré dielektrické vlastnosti, ale není vhodný na vysokofrekfenční aplikace. Materiál FR4 má poněkud horší rozměrovou stálost, což může hlavně v náročnějších aplikacích způsobit hlavně problémy při osazování součástek s malou roztečí vývodů. V procesu pájení totiž velmi často epoxidová pryskyřice v okolí teploty tavení (120 až 160 °C) měkne a přitom může dojít ke změně mechanických vlastností. Přes uvedené nedostatky má materiál uplatnění při výrobě spotřební elektroniky, ale především v oblasti náročných aplikací průmyslové elektrotechniky. Kompositní materiály Kompositní materiál CEM1 má podložku tvořenou papírovým jádrem s jednou vrstvou skelné tkaniny. Používá se často jako levnější náhrada materiálu FR4. Teplota skelného přechodu TG je 120 °C. Používá se pro jednostranné či dvoustranné DPS bez pokovených otvorů. Materiál CEM3 jako podložku využívá kombinaci tkané a netkané skelné tkaniny. Tento materiál se v celé řadě vlastností vyrovná materiálu FR4. Teplota skelného přechodu TG je 130 °C. U DPS s materiálem CEM3 se běžně používají pokovené otvory. Desky vyrobené z kompositních materiálů mají v porovnání s deskami z materiálu na bázi papíru lepší elektrické i mechanické vlastnosti. Mají lepší izolační vlastnosti a nižší navlhavost. Používají se v méně náročných aplikacích, jako jsou audiozařízení nebo jiná spotřební elektronika. Materiály pro vysokofrekvenční a speciální aplikace Materiál FR6 má podložku tvořenou skelnou tkaninou sycenou polyesterovou pryskyřicí. Vlastnosti tohoto materiálu jsou horší jako FR4, ale lepší než mají materiály na bázi papíru. Materiál má výborné vf vlastnosti i při zvýšené vlhkosti. Díky dobré ceně bývá aplikován ve vf aplikacích telekomunikační a spotřební elektroniky. Skupina materiálů s označením GT, GTX má podložku na bázi skelné tkaniny a polytetrafluóretylenu (teflon). Mají výborné dielektrické a elektrické vlastnosti. Mají vynikající vf vlastnosti a velmi nízké svodové proudy, materiál je nenavlhavý. Jde o jeden z nejdražších materiálů pro DPS, ale cena odpovídá vynikajícím parametrům. Tento typ materiálu se používá pro vf aplikace v komunikačních technologiích a také v přístrojích pracujících s RTG zářením. 24 Fakulta elektrotechniky a komunikačních technologií VUT v Brně Materiál s označením GPY má materiál podložky na bázi skelných nebo uhlíkových vláken a polyimidové pryskyřice. Polyimid si zachovává svoje fyzikální vlastnosti v širokém rozmezí teplot (od – 260 °C do 400 °C). Protože materiál je velmi drahý, používá se zejména pro vojenské účely a vysoce náročné průmyslové účely a to i pro výrobu vícevrstvých DPS. Polyimidová fólie známá pod obchodním označením Kapton se také používá pro výrobu ohebných DPS. Materiály s kovovou podložkou Materiály označované zkratkou IMS používají jako podložku kovový materiál (nejčastěji hliník), na které je tenká izolační vrstva (kolem 100 μm) na kterou je naplátována měď různé tloušťky. Tento typ DPS je určen pro výkonové aplikace, kde se využívá vysoká tepelná vodivost podložky k obvodu tepla ze součástek. Mimo uplatnění v různých výkonových regulačních obvodech nebo k odvodu tepla z číslicových pamětí se v poslední době využívají zejména k odvodu tepla z výkonových LED diod. Materiály pro ohebné plošné spoje Ohebné desky plošných spojů (flexible PCB) se používají v automobilovém průmyslu, ve fotoaparátech, myčkách nádobí či v pračkách a v celé řadě dalších průmyslových aplikací. V některých případech jde skutečně o ohebnou desku plošných spojů, kdy jsou na ohebné desce připájeny i součástky (např. LED pásky) nebo jde jen o ohebné spojení mezi neohebnými deskami plošných spojů nebo ohebné spojení mezi pevnou deskou a součástkou pomocí konektoru. Materiály pro ohebné plošné spoje jsou většinou bez výztuže. Nejčastěji se užívají materiály na bázi polyesterů a polyimidů. V menší míře se užívají kompositní materiály na bázi aramidového papíru a epoxidových pryskyřic. Nejužívanějším materiálem pro ohebné plošné spoje je polyimidový základní materiál, na kterém je naplátována měděná folie. Polyetyléntereftalát (PET) Základem je polyetyléntereftalátová fólie, na kterou je nalaminována měděná folie. Používá se v membránových spínačích, fóliových klávesnicích, tlačítkových displejích. Nevýhodou je malá tepelná odolnost nepřevyšující 115 °C a proto se tento materiál nedoporučuje pájet. Polyetylénnaaftaftalát (PEN) Základní materiál je na bázi polyetylénnaftalátové fólie, na který je nalaminována měděná fólie. Mají větší teplotní odolnost než PET fólie a také vykazují lepší elektrické parametry. Ohebné plošné spoje s materiálem PEN se užívají v membránových tlačítkách, fóliových klávesnicích či tlačítkových displejích. Polyimid (PI) Měděná fólie je nalaminována na polyimidovou fólii. Polyimidové podložky jsou schopny pracovat ve velkém rozmezí teplot od kryogenních teplot až po 400 °C. Jejich pájení proto nečiní problémy. Nevýhodou polyimidové podložky je její vysoká navlhavost. Konstrukce elektronických zařízení 25 Materiály pro roztažné plošné spoje Roztažné DPS (stretchable PCB) umožňují roztažení plošných spojů, nebo roztažení desky plošných spojů i se součástkami. Pro roztažné plošné spoje SCB (Stretchable Copper Board) se jako základní materiál používá polyuretan [9], který je nejen roztažný, ale je také velmi příhodný kvůli výborné přilnavosti k mědi. Povolená deformace měděného spoje při roztažení se dociluje provedením plošného spoje v podobě meandru, kdy se natažení plošného spoje projeví v ohybu měděného spoje. Plošný spoj lze roztáhnout do délky až o 30 % ve směru meandru. Plošný spoj vydrží i příčné zkroucení a ohyb. Nevýhodou takovýchto plošných spojů je menší hustota spojů na desce, protože jeden měděný spoj v podobě meandru zabírá na šířku mnohonásobně více místa než rovný plošný spoj. Aplikace takového provedení DPS jsou velmi rozsáhlé zejména v oblasti tzv. nositelných technologií (wearable technologies), zdravotnictví a sportu (různé monitorovací jednotky) nebo v automobilech (vyhřívání). Plošné vodiče Plošné vodiče se na DPS realizují většinou vyleptáním, méně často vypálením laserem nebo vyfrézováním z měděné fólie naplátované na izolační podložku. DPS jsou zpravidla plátovány jednostranně anebo oboustranně měděnou fólií tloušťky 18, 35, 70 nebo 105 μm. V současné době se používají dva základní typy měděné fólie. Galvanickým způsobem vyrobená fólie bývá označena jako typ E popř. ED (electrodeposited). Další typ měděné fólie se vyrábí klasicky válcováním, označuje se jako typ W (wrought) nebo někdy zkratkou RA (rolled annealed). Typy plošných vodičů Z hlediska provedení vlastního spoje se rozeznává soustava jednotných vodičů a soustava jednotných mezer resp. dělicích čar. U soustavy jednotných vodičů mají plošné vodiče převážně jednotnou šířku a mezery mezi plošnými vodiči jsou různě široké (viz Obr. 2.20a). Při provedení vodivého obrazce soustavou jednotných mezer mají mezery mezi plošnými vodiči převážně jednotnou šířku a plošné vodiče jsou různě široké (viz Obr. 2.20b). Každý způsob provedení vodivého obrazce má své výhody a nevýhody. U soustavy jednotných vodičů jsou velkou výhodou nepatrné vazby mezi jednotlivými spoji a celými obvody. Lze vcelku velmi přesně definovat průřez vodiče, vazbu mezi vodiči a spoje v tomto provedení se vyznačují velmi dobrou přehledností a celkovou „čtivostí“ daného obrazce. Nevýhodou této metody je, že se musí odleptávat značná část mědi a že spojení úzkých měděných vodičů se základním materiálem je horší a snadněji dochází při jejich zahřátí k jejich odlepení. Na druhé straně při výrobě dvouvrstvých či vícevrstvých desek s pokovenými propojovacími otvory je malá plocha vodivého obrazce výhodná, protože snižuje spotřebu slitiny cínu a olova nebo zlata potřebného k pokovení. 32 Fakulta elektrotechniky a komunikačních technologií VUT v Brně gradientních vláken s pozvolnou změnou indexu lomu se sice šíří více vidů, ale všechny přibližně stejnou rychlostí. Naopak při použití tenkých vláken (o průměru 8 až 10 μm) se může vláknem šířit pouze jeden vid a tato vlákna označujeme jako jednovidová. Podle těchto vlastností se optická vlákna třídí do tří základních skupin:  mnohovidová vlákna se skokovou změnou indexu lomu,  mnohovidová vlákna s pozvolnou změnou indexu lomu (gradientní vlákna),  jednovidová vlákna se skokovou změnou indexu lomu. Průběh indexu lomu, způsob šíření světelných paprsků v jednotlivých typech vláken a průběh vstupního a výstupního impulsu po průchodu jednotlivými typy vláken je názorně dokumentován na Obr. 2.28. 300 μm 125 μm 125 μm 200 μm 50 μm 8 μm n n n r r r s1(t) s1(t) s1(t)s2(t) s2(t) s2(t) Řez vláknem Index lomu Vstupní impuls Princip šíření Výstupní impuls Mnohovidové s konstantním indexem lomu Mnohovidové s proměnným indexem lomu Jednovidové s konstantním indexem lomu Obr. 2.28: Druhy optických vláken V případě mnohovidového vlákna s průměrem optického jádra 100 až 200 μm dochází k mnohačetným odrazům světelných paprsků na rozhraní vlastního optického vlákna a nepropustného pláště. Proto dílčí paprsky (podle délky vlny) postupují vláknem různě rychle. Z tohoto důvodu dojde na jeho výstupu k rozšíření přenášeného impulsu. V mnohavidovém vláknu s průměrem jádra vlákna 50 až 130 μm s pozvolnou změnou indexu lomu (tzv. gradientní vlákno) všechny dílčí paprsky postupují téměř stejně rychle, což umožňuje dosáhnout menšího rozšíření přenášených impulsů. Konstrukce elektronických zařízení 33 Nejlepších vlastností se dosahuje u jednovidových vláken s průměrem jádra vlákna 5 až 10 μm, což je srovnatelné s délkou vlny λ ≈ 1 μm. Vláknem se šíří jediný paprsek a proto téměř nedochází k rozšíření přenášeného impulsu a dá se dosáhnout vysokých přenosových rychlostí. Parametry optických vláken Základní informace o vlastnostech optického vlákna poskytuje závislost měrného útlumu na vlnové délce světelného paprsku. Podobně jako u metalických vedení, také v optickém vláknu výkon signálu se vzdáleností od zdroje signálu postupně klesá. Měrný útlum je měřítkem optické energie ve vlákně a udává se zpravidla v dB/km. Je definován jako poměr vstupního světelného výkonu P1 a výstupního výkonu P2 pro danou vlnovou délku λ podle vztahu     12 10log / .a P P   Hlavní příčinou útlumu světelného signálu v optickém vlákně jsou absorbce a rozptyl světelných paprsků. Nejstarší typy optických vláken vykazovaly velký útlum, u prvních vláken byl např. útlum 1000 dB/km. Zvyšováním čistoty materiálu se vlastnosti postupně zlepšily na 1 až 3 dB/km (viz Obr. 2.29). U nejstarších typů vláken byla definována tři tzv. optická okna (žlutě, vyznačená vlnová pásma), kdy byl útlum v určitém pásmu nejnižší. První optické okno má sice relativně vysoký útlum, ale světelné zdroje LED z polovodičového materiálu na bázi gáliumarsenid (GaAs) emitující záření λ = 0,85 μm jsou velmi levné. Obecně totiž platí, čím je vyšší vlnová délka světloemitující zdroje, tím je zdroj dražší. 0,1 600 1000 1200 1600 0,2 0,5 1,0 λ (nm) 2,0 800 1400 1800 5,0 10 a (dB/km) první optické okno druhé optické okno třetí optické okno vlákno typu AllWawe nejstarší typ vlákna běžný typ vlákna absorbce OHiontů Obr. 2.29: Útlum různých typů optických vláken 34 Fakulta elektrotechniky a komunikačních technologií VUT v Brně Zvyšování čistoty materiálu vláken vedlo k tomu, že u běžného typu vlákna zůstal selektivní nárůst útlumu pouze v oblasti vlnových délek kolem 1383 nm způsobený vysokou koncentrací OHiontů. Nové metody čištění materiálu vlákna pak vedly ke snížení koncentrace OH iontů a vlákna označovaná jako „AllWave“ vlákna již žádný selektivní nárůst útlumu nevykazují a mají v této vlnové oblasti útlum 0,2 až 0,3 dB/km. Disperse je hned po útlumu nejdůležitějším parametrem při výběru optického vlákna. Disperse způsobuje rozšíření přenášeného impulsu, což omezuje zvyšování opakovací periody signálu. Definuje se jako rozdíl šířky impulsu v polovině jeho výšky na konci a na začátku vlákna (viz Obr. 2.28). Disperse určuje šířku přenášeného pásma kmitočtu a tím i přenosovou rychlost. Šířka kmitočtového pásma udává nejvyšší kmitočet signálu, který může být ještě spolehlivě přenesen na vzdálenost 1 km bez nadměrného zkreslení signálu způsobeného dispersí. Šířka pásma optického vlákna se uvádí v jednotkách MHz – km, případně GHz – km. Na šířku pásma má velký vliv také použitá vlnová délka světelného zdroje. Například vlákno, které má na vlnové délce 850 nm šířku pásma 160 MHz – km, může na vlnové délce 1 300 nm mít šířku pásma 500 MHz – km. S vlnovou délkou optického záření se samozřejmě mění také útlum vlákna. Výrobci uvádějí i další parametry vlákna, jako je např. numerická apretura (NA), která definuje největší úhel, pod kterým může světelný paprsek vstupovat do optického vlákna tak, aby byl ještě vláknem přenášen. Dále se uvádí minimální poloměr ohybu vlákna, což je nejmenší ohyb, který je možné při instalaci vlákna použít. Je závislý na průměru optického vlákna, případně kabelu a na materiálu, z něhož je vlákno vyrobeno. Čím je průměr vlákna větší, tím je větší i minimální poloměr ohybu. Základní parametry a možnosti užití jednotlivých typů vláken  Mnohovidová vlákna se skokovou změnou indexu lomu: měrný útlum: 2,6 až 50 dB/km při vlnové délce 850 nm šířka pásma: 6 až 50 MHz – km použití: pro krátké trasy (v budovách) s malým nárokem na přenosovou rychlost  Mnohovidová vlákna s gradientním průběhem indexu lomu: měrný útlum: 2 až 10 dB/km při vlnové délce 850 nm; 0,5 dB/km při vlnové délce 1300 nm; 0,25 dB/km při vlnové délce 1500 nm šířka pásma: 300 MHz – km až 1,5 GHz – km použití: lokální počítačové sítě (LAN)  Jednovidová vlákna se skokovou změnou indexu lomu: měrný útlum: 0,35 dB/km při vlnové délce 1300 nm; 0,2 dB/km při vlnové délce 1550 nm šířka pásma: při vlnové délce větší než 1300 nm je většinou mnohem větší než 100 GHz – km použití: pro dlouhé trasy a velké přenosové rychlosti v počítačových sítích Konstrukční řešení optického vlákna a optického kabelu Vlastní optický vlnovod tvoří skleněné jádro optického vlákna (viz Obr. 2.30). Aby se světlo nerozptylovalo do okolí je na jádře obal nepropouštějící světlo. Protože jádro i plášť jsou velmi křehké, tvoří další vrstvu primární ochrana, která chrání vnitřní části proti poškození a zvyšuje odolnost proti ohybu. Někdy je mezi obalem a primárním povlakem nanesena Konstrukce elektronických zařízení 35 vyrovnávací vrstva silikonu. Sekundární povlak nemusí být vždy součástí vlákna, protože značně zvětšuje průměr vlákna. Vlákno se sekundárním povlakem je však odolnější proti poškození. Pro sekundární ochranu se používají plastické hmoty s vysokou pevností, jako např. polyester, polypropylen, nylon aj. Optická vlákna jsou vyráběna v délkách 1000 m až do maximálních délek 10 000 m. sekundární povlak vyrovnávací vrstva silikonu obal nepropouštějící světlo jádro primární povlak Obr. 2.30: Konstrukce optického vlákna Optická vlákna určená pro přenosy na větší vzdálenosti jsou obvykle uspořádána do optického kabelu. Nejmenší počet vláken bývá dvě, jedno vlákno pro přenos jedním směrem, druhé vlákno směrem zpět. Příklad uspořádání dvouvláknového kabelu je uveden na Obr. 2.31a. tahový prvek vlákno výplň plastový obal plášť z PVC a kevralový plášť vlákno tahový prvek plášť z PVC b tahový prvek plastová trubička vlákno plastový obal plášť z PVC c Obr. 2.31: Uspořádání optického kabelu: a) dvouvláknový, b) vícevláknový, c) s volným uložením vláken Jde o klasickou strukturu, kdy ve středu kabelu je tahový prvek (obvykle kevral), další vrstva obsahuje variantně měnitelný počet vláken a výplně. Jedná se o shodnou konstrukci pro různé počty vláken, která se dají vložit do kabelu místo výplní. Je to proto, že vlákna tvoří podstatnou část ceny kabelu a vybere se kabel jen s potřebným počtem vláken. Místo výplní mohou být v kabelu vloženy měděné vodiče sloužící pro napájení opakovačů (opakovač signál přemění na elektrický, zesílí ho a vyšle optický signál do další části vedení). Poslední ochrannou vrstvu tvoří plášť z PVC. Vícevláknový kabel na Obr. 2.31b má jinou koncepci řešení. Vlákna jsou ve středu kabelu, kolem nich je plášť z kevralu a tahové členy jsou v další vrstvě. Takovéto řešení je určeno pro větší namáhání kabelu na tah. 36 Fakulta elektrotechniky a komunikačních technologií VUT v Brně Zcela odlišnou konstrukci pak vykazují tzv. kabely s volným uložením vláken, kdy optická vlákna jsou volně uložena do samostatných trubiček, nebo drážek. Protože vlákno je uloženo volně je oproštěno od jakýchkoliv tlaků. Nevýhodou této konstrukce je však možný posuv vlákna v trubičce a tím i zvýšení tahů v případě pokládky kabelu do prudkého svahu. Příklad takovéto konstrukce kabelu je vyznačen na Obr. 2.31c. Na Obr. 2.32 jsou uvedeny příklady řešení vícevláknových kabelů. V kabelu na Obr. 2.32a může být uloženo 2 až 12 optických vláken. Konstrukce kabelu na Obr. 2.32b je určena pro uložení 96 až 144 vláken. Vlákna jsou v obou případech uložena v trubičkách naplněných gelem. ab Obr. 2.32: Příklady řešení vícevláknových kabelů Konstrukce elektronických zařízení 37 Použitá literatura [1] ZÁHLAVA, V. Metodika návrhu plošných spojů. Skriptum FEL ČVUT, EAN 9788001021934, Praha 2002 [2] JOHNSON, H. W. High-Speed Digital Desing, A Handbook of Black Magic, Prentice Hall, 1993 [3] WALKER, Ch. S. Capacitance, Inductance, and Crosstalk Analysis, Artech House, Boston 1990 [4] DURCANSKY, G. EMV – gerechtes Gerätedesign: Grundlagen der Gestaltung störungsarmer Elektronik, Franzis-Verlag, München 1992 [5] FILKA, M. Optoelektronika pro telekomunikace a informatiku. Skriptum FEKT VUT v Brně, 2008 [6] ŠANDERA, J. Návrh plošných spojů pro povrchovou montáž – SMT a SMD. BEN – technická literatura, Praha 2006, ISBN 80-7300-181-0 [7] ZÁHLAVA, V. Návrh a konstrukce desek plošných spojů – principy a pravidla praktického návrhu. BEN – technická literatura, Praha 2010, ISBN 978-80-7300-266-4 [8] HRAŠNA, M. Prehl´ad základných plátovaných materiálov na výrobu DPS. DPS Elektronika, č. 4, 2012. [9] KLAUZ, M. Roztažné a ohebné plošné spoje. DPS Elektronika, č.3, 2015. [10] MONTROSE, M. I. Printed Circuit Board Design Techniques for EMC Compliance, IEEE Press, New York 1996. [11] MONTROSE, M. I. EMC and the Printed Circuit Board, IEEE Press, New York, 1998. 38 Fakulta elektrotechniky a komunikačních technologií VUT v Brně 3 Konstrukce napájecích obvodů Napájecí obvody v zařízení můžeme rozdělit na vlastní napájecí zdroje, které dodávají napájecí napětí potřebné velikosti a na napájecí rozvod, který toto napětí rozvádí k dílčím podsystémům a pak až k jednotlivým obvodům. Toto uspořádání napájecích obvodů se označuje jako napájení jednostupňové (viz Obr. 3.1a). V řadě případů se však používá tzv. dvoustupňové či vícestupňové napájení (viz Obr. 3.1b). Při tomto způsobu se používá hrubě stabilizovaného napájecího zdroje, jehož napětí je rozváděno k sekundárním stabilizovaným zdrojům pro napájení jednotlivých subsystémů. Oba uvedené způsoby mají své výhody a nevýhody. Volba mezi oběma řešeními se děje podle hledisek hospodárnosti. Z hlediska praxe je však při napájení velkých systémů instalovaných ve společném stojanu (RACKu) výhodnější, aby každý blok zařízení, který tvoří konstrukční celek, měl své vlastní zdroje napájené z 230 V˷. Je to ovlivněno především obtížností realizace napájecího rozvodu v RACKu pro pracovní proudy řádu desítek ampérů. Toto řešení se zejména užívá pro napájení číslicových systémů instalovaných v RACKu. stabilizovaný ss zdroj stabilizovaný ss zdroj stabilizovaný ss zdroj stabilizovaný ss zdroj Zesilovače Filtry Senzory Log. obvody Procesor Displej FPGA primární stabilizovaný ss zdroj Zesilovače Filtry Senzory Log. obvody Procesor Displej FPGA kombinovaný stabilizovaný ss zdroj primární zdroj 230 V˷ nebo baterie ab 18 V 12 V 5 V 3,3 V 48 V 18 V 12 V 5 V 3,3 V primární zdroj 230 V˷ nebo baterie sekundární zdroje Obr. 3.1: a) Jednostupňový rozvod napájení, b) dvoustupňový rozvod napájení 3.1 Napájení zařízení 3.1.1 Síťový přívod Přívod rozvodné sítě 230 V˷ do přístroje je třeba řešit z hlediska bezpečnostních norem, s ohledem na co nejmenší ztráty ve vedení i z hlediska odrušení přístroje při zaručení požadovaných izolačních vlastností. Přístroje s odběrem do 10 A bývají opatřeny síťovým napájecím konektorem resp. přístrojovou zásuvkou 230 V˷. Při konstrukci zdrojové části musíme dodržet zásadu, že fázový vodič (L) je přiveden nejprve na přístrojovou pojistku upevněnou v držáku, pak teprve přes síťový vypínač na síťový odrušovací filtr a napájecí zdroj (viz Obr. 3.2a). Nulový vodič (N) je do přístroje zaveden přes druhý kontakt síťového spínače. Úkolem odrušovacího filtru je potlačit nežádoucí jehlové impulsy, které jsou superponovány na sinusový průběh střídavého napětí rozvodné sítě. Síťový vypínač může být přesunut za síťový odrušovací filtr jedině v případě, že odrušovací filtr je umístěn v nerozebíratelné přístrojové zásuvce společně s pojistkou (Obr. 3.2b). Na obrázku je současně presentováno uspořádání pro zdravotnické přístroje, kdy z důvodu vyšší bezpečnosti je přístrojová pojistka zařazena i do přívodu nulového vodiče (N). Při realizaci síťového rozvodu nezapomeneme chránit přetažením vhodné izolační trubičky všechny spoje, které by při dotyku rukou mohly vést k úrazu elektrickým proudem. Poznamenejme ještě, že u jednodušších zařízení může být síťový odrušovací filtr vypuštěn. Konstrukce elektronických zařízení 39 Napájecích síťových konektorů resp. přístrojových zásuvek 230 V˷ je na výběr celá řada. K dispozici jsou jednoduché zásuvky, kdy pojistka musí být umístěna v samostatném držáku, dále zásuvky s integrovanou pojistkou či se dvěma pojistkami pro zdravotnické přístroje, zásuvky s integrovaným odrušovacím filtrem, nebo zásuvky s integrovaným vypínačem (Obr. 3.3). Síťové konektory jsou konstruovány pro jmenovité napětí 250 V˷ a pro různá proudová zatížení od 1 A až do 10 A. L N PE Po síť odrušovací filtr napájecí zdroj ss napětí a LPo 1 NPo 2 230 V˷ 230 V˷ PE odrušovací filtr napájecí zdroj ss napětí zásuvka s integrovanými pojistkami a filtrem b síť Obr. 3.2: a) Přívod sítě do zařízení, b) variantní řešení přívodu sítě do zařízení zásuvka držák pojistky zásuvka s pojistkou zásuvka s vypínačem zásuvka s pojistkou a vypína čem zásuvka s odrušovac ím filtrem zásuv ka s pojistkou a odrušovacím filtrem zásuvka s pojistkou, vypínačem a odrušovacím filtrem Obr. 3.3: Napájecí síťové konektory, resp. přístrojové zásuvky 230 V˷ 40 Fakulta elektrotechniky a komunikačních technologií VUT v Brně Podobně je na výběr i celá řada přístrojových síťových vypínačů. Aby při přepínání vypínače nedocházelo k jiskření, které způsobuje opalování kontaktů, jsou konstrukčně upraveny tak, aby k přepnutí docházelo mžikově. Jako síťový vypínač se užívají kolébkové, stiskací nebo páčkové vypínače. K dispozici je i celá řada síťových vypínačů s indikací zapnutí pomocí doutnavky nebo LED indikací. Proti nežádoucímu zapnutí přístroje mohou být vypínače opatřeny klíčkem. Obvykle jsou síťové vypínače samostatné, ale mohou být například i součástí potenciometru nebo síťového konektoru. Příklady provedení přístrojových síťových vypínačů jsou pro názornost uvedeny na Obr. 3.4. Přístrojové síťové vypínače jsou obvykle konstruovány pro jmenovité napětí 250 V˷ a pro různá proudová zatížení 1 A až 10 A. kolébkový stiskací páčkový kolébkový s indikací stiskací s indikací otočný s klíčkem Obr. 3.4: Přístrojové síťové vypínače Pro rozvod sítě 230 V˷ uvnitř zařízení vyhoví pro běžné účely i obyčejný síťový kabel bez stínění, přičemž rozvod sítě v přístroji se omezuje jen na nejnutnější míru do zdrojové části přístroje. Pokud se provede odrušení síťového přívodu odrušovacím filtrem, nedoporučuje se odrušený síťový přívod vést paralelně s neodrušeným síťovým přívodem, protože odrušení bude ve výsledku neúčinné. Toto řešení je použitelné pro skutečně nejjednodušší zařízení. Pokud použijeme síťový napájecí konektor (zásuvku) s integrovanou pojistkou a odrušovacím filtrem, je možné další rozvod sítě v přístroji provést nestíněným síťovým kabelem ( Obr. 3.5a). Při velkých proudových odběrech, nebo při vysokých nárocích na odrušení je obvykle síťový odrušovací filtr součástí napájecího zdroje. Pak je nutné realizovat rozvod stíněnými síťovými kabely, přičemž stínění kabelů se vzájemně propojí a stínění se připojí na ochranný vodič (PE), tzn. na zemní vodič rozvodné sítě (viz Obr. 3.5b). Konstrukce elektronických zařízení 41 napájecí zdroj přívod 230 V˷ síťový vypínač přední panel zásuvka s integrovanou pojistkou a odrušovacím filtrem a napájecí zdroj přívod 230 V˷ síťový vypínač přední panel zásuvka s integrovanou pojistkou b stíněný přívod 230 V˷ odrušovací filtr Obr. 3.5: Síťový přívod do zařízení se síťovým vypínačem na předním panelu: a) odrušovací filtr integrován do síťové zásuvky, b) odrušovací filtr součástí napájecího zdroje Problémy s rozvodem sítě 230 V˷ uvnitř zařízení se zjednoduší, pokud můžeme použít přístrojovou zásuvku s integrovaným vypínačem, kdy není nutné vést síťový přívod k síťovému vypínači na předním panelu (Obr. 3.6). V tom případě lze obvykle síťový přívod vést nejkratší cestou k napájecímu zdroji. Takových zařízení však není mnoho. Jde o zařízení, která jsou obvykle trvale pod napětím jako např. tiskárny. přívod 230 V˷ přední panel zásuvka s integrovaným vypínačem, pojistkou a odrušovacím filtrem a přívod 230 V˷ přední panel zásuvka s integrovaným vypínačem a pojistkou b napájecí zdroj napájecí zdroj odrušovací filtr síťový vypínač síťový vypínač Obr. 3.6: Síťový přívod do zařízení se síťovým vypínačem na zadním panelu: a) odrušovací filtr integrován do síťové zásuvky, b) odrušovací filtr součástí napájecího zdroje 48 Fakulta elektrotechniky a komunikačních technologií VUT v Brně Kapacitu filtračního kapacitoru však nelze volit nekonečně velkou. Abychom zmenšili kolísání napětí a vliv zátěže na toto kolísání, zařazuje se za filtrační kondenzátor spojitý stabilizátor napětí.  CF 230 V~ usměrňovač stabilizátor napájené zařízení (zátěž) IZ UZ síťový transformátor  CF 230 V~ usměrňovač řízený měnič napájené zařízení (zátěž) IZ UZ impulsní transformátor usměrňovač a filtr ID UD a b Obr. 3.15: a) Klasický spojitý napájecí zdroj napětí, b) spínaný zdroj napětí Protože v síťovém transformátoru a ve stabilizátoru vznikají velké ztráty, je účinnost klasického spojitého zdroje obvykle jen 40 až 50 %. Klasický zdroj je přitom díky síťovému transformátoru a velkému filtračnímu kondenzátoru značně rozměrný a má velkou hmotnost. Jeho použití je proto omezeno jen pro menší výkony. Blokové schéma spínaného zdroje je naznačeno na Obr. 3.15b. Síťové napětí 230V˷ se nejprve usměrní a vyhladí filtračním kondenzátorem. Výhodou je, že kondenzátor nyní není vybíjen přímo proudem do zátěže IZ, ale přibližně proudem ID ≈ UZ IZ/ UD, kde UD značí střední hodnotu napětí na kondenzátoru CF. Pokud je amplituda síťového napětí 325 V, lze střední hodnotu zvlněného napětí na kondenzátoru odhadnout na UD ≈ 310 V. Vybíjecí proud filtračního kondenzátoru bude proto mnohonásobně menší. Pro zdroj 10 V/5 A bude nyní dostačovat pro stejné procentuální zvlnění napětí kondenzátor o kapacitě pouze 22 μF/350 V. Rozměry takového kondenzátoru budou ve srovnání s velikostí kondenzátoru v klasickém spojitém zdroji podstatně menší, i když kondenzátor musí být nyní na podstatně vyšší napětí. Usměrněné a vyhlazené napětí se dále převede pomocí měniče na střídavé napětí, ale o mnohem vyšším kmitočtu. Obvykle se volí kmitočet měniče v rozmezí 25 kHz až 200 kHz. Toto střídavé napětí se transformuje impulsním transformátorem na požadovanou výstupní úroveň. Vzhledem k vysokým kmitočtům je v transformátoru nutno použít feritové jádro. Přitom pro stejný výkon stačí daleko menší transformátor, než u klasického spojitého zdroje. Nakonec se střídavé napětí ve spínaném zdroji usměrní a vyfiltruje LC filtrem. Stabilizace výstupního napětí se provádí neznázorněnou zpětnou vazbou, kdy se pomocí šířkové pulsní modulace (PWM) ovládá činnost řízeného měniče. Spínané zdroje napětí dosahují vysoké účinnosti 60 až 95 %. Mají malé rozměry i malou hmotnost. Na druhé straně je zapotřebí používat speciální součástky jako jsou rychlé spínací tranzistory a Schottkyho diody. Kapacitor výstupního filtru LC musí pak vykazovat malý parazitní sériový odpor (ESR), malou parazitní indukčnost (ESL) a musí mít povolenu velkou hodnotu maximálního zvlnění proudu (Ripple Current). Vlastní konstrukce spínaného zdroje je velmi náročná, protože velká část zdroje pracuje s vysokými úrovněmi napětí. Proto se individuální konstrukce spínaných zdrojů pro výkony menší než 25 W příliš nevyplatí. Konstrukce elektronických zařízení 49 Předchozí porovnání vychází jednoznačně ve prospěch spínaných napěťových zdrojů. Pokud ale vyhodnotíme vlastnosti obou typů zdrojů z hlediska vf rušení, není situace tak jednoznačná. Výhodou klasického spojitého zdroje je totiž skutečnost, že na jeho výstupu může proniknout pouze zvlnění dvoucestně usměrněného a vyfiltrovaného síťového napětí, jehož první harmonická složka je 100 Hz. Pokud z takového zdroje napájíme např. operační zesilovač (viz Obr. 3.16a), pak pro kmitočty 100 Hz představují parazitní kapacity koncových tranzistorů CCE velkou impedanci a zvlnění napájecího zdroje do výstupu operačního zesilovače téměř nepronikne. V případně spínaného zdroje na výstup operačního zesilovače pronikají jehlové impulsy o kmitočtu 25 kHz až 200 kHz velmi snadno. Pro jehlové impulsy představují parazitní kapacity CCE malou impedanci (téměř zkrat), a proto tyto impulsy proniknou do signálových cest prakticky nezměněny (viz Obr. 3.16b). Takovéto rušení, které pronikne do signálové cesty, se odstraňuje velmi obtížně.  UN 5pF téměř nepronikne ... 5pF UN UN + zvlnění a  UN 5pF pronikne téměř 1:1 ... 5pF UN UN + impulsy 0 V b Obr. 3.16: Vliv spojitě regulovaného a spínaného zdroje na analogový obvod Pokud shrneme výhody a nevýhody obou typů napájecích zdrojů, pak zdroje se spojitou regulací mají poměrně malou účinnost (kolem 40 %) a pokud se použijí pro větší výkony, mají vysokou hmotnost a jsou značně rozměrné. Jejich použití je proto obvykle omezeno jen pro menší výkony (kolem 25 W). Na druhou stranu mají řadu výhod, pokud se týká ostatních dosahovaných parametrů. Dosahuje se u nich vysokého stupně integrace, nevykazují impulsní rušení a reagují poměrně rychle na změnu proudu do zátěže. Používají se proto zejména pro napájení malovýkonových analogových zařízení či měřicích přístrojů nebo jejich kritických částí. Specifika spínaných zdrojů, používaných zejména pro napájení číslicové a výkonové techniky, vyplývají z požadavků značně odlišných od potřeb analogové a měřicí techniky. Typická je potřeba relativně nízkého napětí při velkém výkonu (řádově desítky W až kW). Z této skutečnosti pak vyplývá důraz na velkou účinnost, kterou nelze dosáhnout spojitou regulací klasických stabilizátorů. Naopak přednosti spojitě regulovaných stabilizátorů, tj. jejich velmi dobré výstupní parametry, nejsou v číslicové či výkonové technice tolik důležité. U spínaných zdrojů se dosahuje vysoké účinnosti (kolem 90 %). Zvětšení účinnosti je u nich zpravidla provázeno podstatným zlepšením objemového ukazatele, obojí však za cenu zhoršení řady výstupních parametrů jako je např. delší doba přechodového jevu při změně zátěže, nebo vyšší stupeň impulsního rušení. Obvodově je tento typ stabilizátorů oproti předchozímu složitější a potřeba speciálních součástek ztěžuje možnou integraci. 50 Fakulta elektrotechniky a komunikačních technologií VUT v Brně Spojitě regulované ss napájecí zdroje Pro konstrukci spojitě regulovaných napájecích zdrojů se užívají většinou integrované stabilizátory napětí. Buď jde o jednoúčelové stabilizátory s pevně nastaveným výstupním napětím, jako např. třísvorkové stabilizátory typové řady 78XX, nebo jde o tzv. universální stabilizátory, jejichž výstupní napětí lze nastavit jednoduše pomocí vnějších prvků jako např. čtyřsvorkové stabilizátory typové série 78G, nebo třísvorkové série 317. Pro záporná napájecí napětí jsou pak k dispozici komplementární varianty typové série 79XX s pěvně nastaveným napětím, nebo universální stabilizátory typové série 79G nebo série 337. Pro zařízení napájená z baterií jsou pak k dispozici stabilizátory s malým úbytkem napětí mezi vstupem a výstupem označované jako stabilizátory třídy LDO (Low Drop-Out). Všechny typy stabilizátorů jsou k dispozici v provedení od malovýkonových SMD až po výkonová pouzdra. Napájecí zdroje s třísvorkovými stabilizátory Nejjednodušší zapojení zdroje napětí se spojitým stabilizátorem typové řady 78XX s pevně nastaveným výstupním napětím je uvedeno na Obr. 3.17a. Úbytek napětí mezi vstupem a výstupem stabilizátoru musí být nejméně 2 V nejlépe však 3 V, jinak může dojít ke zhoršení stabilizačního účinku. Výrobce doporučuje co nejblíže k vývodům stabilizátoru připojit keramické blokovací kondenzátory. Kondenzátor na vstupu CIN zabraňuje rozkmitání stabilizátoru parazitní indukčností přívodu od filtračního kondenzátoru, pokud je přívod delší než 7,6 cm (3"). Kondenzátor na výstupu COUT slouží jako lokální zdroj energie při prudké změně proudu do zátěže. Kapacita kondenzátoru na výstupu menší než 100 nF může způsobit zhoršenou odezvu stabilizátoru. IN 230 V~ UP OUT 330n100n + + 78XX COUT COM CIN CF L N PE a IN 230 V~ UP OUT 330n 100n + + 78XX COUT COM CIN CF L N PE b 10n 10n IN 230 V~ UP OUT 330n100n + + 78XX COUT COM CIN CF L N PE c 10n 10n C1 C2 2 až 3 V min C1 C2 Obr. 3.17: Zapojení spojitého stabilizovaného zdroje s třísvorkovým stabilizátorem Konstrukce elektronických zařízení 51 Ve všech případech sice předpokládáme, že odrušovací filtr zařazený před síťovým transformátorem potlačí rušení z rozvodné sítě, ale další účinnou pomocí proti pronikání nebezpečných poruch z rozvodné sítě může být dobré odstínění primárního a sekundárního vinutí tranformátoru zdroje uzemněnou tenkou měděnou folií (viz Obr. 3.17b). Stínicí fólie však nesmí tvořit závit „nakrátko“, překrývající se konce fólie se musí proložit izolační vrstvou. Méně účinným řešením je pak navinutí stínicího vinutí, jehož jeden konec se zaizoluje a druhý konec se spojí se zemí. Vzniku rušivých impulsů uvnitř zdroje zabraňují také kapacitory C1 a C2 o kapacitě 10 až 100 nF připojené mezi vývody sekundárního vinutí transformátoru a společný zemní vodič (viz Obr. 3.17b). Diody Gratzova můstku totiž vedou proud ještě po určitou dobu, i pokud proud změní svoji polaritu a diody by měly být zavřeny. Diody se zavřou, až jsou z přechodu PN odčerpány všechny menšinové nosiče nábojů nebo zaniknou v důsledku rekombinace. Tento jev se označuje jako závěrná zotavovací doba diody. Závěrný proud se po uplynutí závěrné zotavovací doby skokově zmenší na nulovou hodnotu. Tato rychlá časová změna vyvolá na indukčnostech, které obsahuje každý elektrický obvod, tzv. komutační napětí, které může někdy značně převýšit usměrňované střídavé napětí. Abychom zabránili zničení diod působením tohoto impulsového přepětí a současně vznik jehlových impulsů omezili, doporučuje se kapacitory C1 a C2 umístit co nejblíže ke Graetzově můstku. Jedna stínicí vrstva měděné fólie mezi primárním a sekundárním vinutím transformátoru umožňuje zmenšit kapacitu mezi těmito vinutími asi na 10 pF. Další snížení kapacity o 1 až 2 řády je možné dokonalejším provedením stínicích krytů okolo vinutí. Dobré výsledky dává užití dvou stínění (viz Obr. 3.17c), které se užívá u citlivých přístrojů. Parazitní kapacita mezi vinutími se pak sníží na 1 až 2 pF. Obě země, tj. zem síťového rozvodu (PE) a zem vlastního zařízení, se pak propojí s ostatními zeměmi v jednom centrálním bodě, obvykle na vstupní nebo výstupní zemní svorce celého zařízení. Základní uspořádání záporného stabilizovaného napájecího zdroje s obvodem 79XX je naznačeno Obr. 3.18a. Protože stabilizátor má jiné vnitřní zapojení než stabilizátor typové řady 78XX, je nutno použít dle doporučení daleko větší kapacity blokovacích kondenzátorů CIN a COUT. Pro získání souměrného zdroje stabilizovaného napětí se používají oba typy třísvorkových stabilizátorů (viz Obr. 3.18b). Toto zapojení je určeno pro méně náročné účely, protože záporné výstupní napětí nesleduje kladné napájecí napětí tak, jak tomu je u symetrických stabilizátorů typu (viz dále). Pro běžné účely je však zcela dostačující. IN 230 V~ UN 79XX OUT 2μ21μ0 + + COM a COUT CIN 230 V~ UP 78XX 100n + + COM b UN 79XX 1μ0 - COM 330n 2μ2 IN OUT IN OUT + Obr. 3.18: a) Zapojení záporného stabilizovaného zdroje s třísvorkovým stabilizátorem, b) zapojení pro získání souměrného napájecího napětí 52 Fakulta elektrotechniky a komunikačních technologií VUT v Brně Symetrické napájecí zdroje sledovacího typu Stabilizovaný zdroj symetrického napětí uvedený na Obr. 3.18b se vyznačuje evidentní nevýhodou, protože zapojení není sledovacího typu. Oba stabilizátory jsou zcela nezávislé a kolísání jejich výstupních napětí je tedy také nezávislé. Avšak v řadě případů, zejména pro napájení operačních zesilovačů pracujících s velkým zesílením, je výhodné, aby rozdíl absolutní hodnoty obou napětí byl nulový. To se dá docílit např. tím, že jedno z napětí sleduje absolutní hodnotu druhého napětí. Tento požadavek se dá splnit uspořádáním symetrického stabilizátoru sledovacího typu podle Obr. 3.19a. Zapojení využívá jako základ třísvorkový stabilizátor 78XX, který vytváří kladné stabilizované napětí +UP. Protože operační zesilovač je zapojen jako invertující, dostane pro R1 = R2 na jeho výstupu napětí UN = -UP. Záporné výstupní napětí UN bude proto sledovat s opačnou polaritou kladné výstupní napětí UP. Symetrický stabilizátor sledovacího typu lze také sestavit s využitím nastavitelných čtyřsvorkových stabilizátorů 78G a 79G. Díky tomu, že zpětnovazební síť je u těchto stabilizátorů vnější, lze oba typy stabilizátorů navzájem provázat (viz Obr. 3.19b). Protože stabilizátor 78G má vnitřní referenční napětí + 5 V a 79G napětí -2,23 V, nejsou odpory rezistorů R2 a R3 shodné. Kapacity kapacitorů C1 až C4 jsou zvoleny podle doporučení výrobce. 78XX 330n 100n   + - IN OUT COM UN UP 330n R1 4K7 R2 4K7 a 230 V~ + + UP +10V R2 4K99 UN -10 V OUTIN CONT CONT COM COM OUTIN R1 7K23 R3 7K77 C4 C3 100n 100n C1 C2 330n 2μ2 b 78G 79G 230 V~ + + Obr. 3.19: Symetrické stabilizátory sledovacího typu: a) s třísvorkovým stabilizátorem a invertujícím zesilovačem, b) s nastavitelnými čtyřsvorkovými stabilizátory 78G a 79G Konstrukce elektronických zařízení 53 Napájecí zdroje se stabilizátory s malým úbytkem napětí. Stabilizátory s malým úbytkem napětí mezi vstupem a výstupem, označované jako stabilizátory třídy LDO (Low Drop-Out regulator), se vyznačují tím, že mezi vstupním a výstupním napětím stačí pro dobrou stabilizaci úbytek pouze 0,1 až 0,3 V. Pokud stabilizátor srovnáme s konvenčním zapojením integrovaného třísvorkového stabilizátoru, tak ten vyžaduje rozdíl mezi vstupním a výstupním napětím minimálně 2 V, obvykle však více než 3 V. Stabilizátory třídy LDO jsou k dispozici s pevně nastaveným výstupním napětím, nebo se jejich napětí nastavuje pomocí vnějšího děliče. Pevně nastavená napětí bývají v typické řadě 1,25 V; 1,5 V; 1,8 V; 2,5 V; 3 V; 3,3 V; 5 V. Malý úbytek napětí je velkou výhodou u bateriových zařízení, protože baterie se pak může vybít na daleko nižší napětí, než stabilizátor přestane správně fungovat. Např. pro stabilizátor s napětím 3,3 V může napětí baterie klesnout až na 3,5 V. To v případě klasického řešení stabilizátoru není možné. Určitou nevýhodou stabilizátorů třídy LDO je, že malý úbytek napětí platí pouze pro relativně malé proudy do zátěže. V závislosti na proudu do zátěže úbytek napětí totiž narůstá, a proto tuto vlastnost LDO stabilizátory vykazují většinou jen pro proudy maximálně do 0,5 až 0,8 A, kdy je úbytek mezi vstupem a výstupem menší než 1 V. Při aplikacích stabilizátorů třídy LDO je nutno brát v úvahu jejich náchylnost k rozkmitání, protože příliš velký nebo příliš malý ekvivalentní sériový odpor ESR kondenzátoru připojeného k výstupu stabilizátoru může vést k oscilacím (viz Obr. 3.20). Proto je nutno vždy dodržet doporučení výrobce. Někteří přímo uvádějí konkrétní typ blokovacího kondenzátoru (např. elektrolytický nebo tantalový) anebo pro doporučenou kapacitu definují rozmezí ekvivalentního sériového odporu ESR pro požadovaný rozsah proudu do zátěže (např. ESR = 0,1 až 10 Ω pro IOUT = 0 až 500 mA). COUT = 2μ2 až 10μ ESR = 0,1 až 10 Ω CIN 100 n 0100 200 300 400 500 10-2 10-1 1 10 102 ESR (Ω) IOUT (mA) NESTABILNÍ NESTABILNÍ STABILNÍ a b 10-3 UP LFXX IN OUT LFXX U1P 0,3 až 0,5 V Obr. 3.20: a) Příklad zapojení blokovacích kondenzátorů u stabilizátoru třídy LDO, b) ke kmitočtové stabilitě stabilizátorů třídy LDO Kombinované klasické napájecí zdroje pro napájení analogových a číslicových systémů Pokud je zapotřebí navrhnout pro zařízení stabilizované zdroje pro společné napájení jak analogové, tak i číslicové části přístroje, je nutno postupovat uvážlivě, abychom se vyhnuli možným problémům s průnikem impulsního rušení z číslicové části do analogové části. Nesprávné řešení, kdy ze spojitého stabilizátoru pro napájení analogové části je odvozeno dalším stabilizátorem napětí pro číslicovou část, je uvedeno na Obr. 3.21a. Je zřejmé, že ke spojení analogové a číslicové země dojde již v napájecím zdroji a k průniku rušení do analogové části bude bezpečně docházet přes tyto propojené země. 54 Fakulta elektrotechniky a komunikačních technologií VUT v Brně Z těchto důvodů se doporučuje, aby napájení analogové a číslicové části mělo na transformátoru oddělená sekundární vinutí (viz Obr. 3.21b). Pak bude analogová zem oddělena od číslicové a následně je možné tyto země spojit podle potřeby až ve zvoleném centrálním bodě (podle charakteru přístroje např. u vstupní svorky, nebo u výstupní svorky).  230 V~ usměrňovač stab. 10 V a stab. 5 V stab. 3,3 V 0 V + 3,3 V DIGITAL + 5 V DIGITAL + 10 V ANALOG  230 V~ usměrňovač stab. 10 V b 0 V ANALOG + 5 V DIGITAL +10 V ANALOG  usměrňovač stab. 5 V stab. 3,3 V + 3,3 V DIGITAL 0 V DIGITAL NESPRÁVNĚ SPRÁVNĚ Obr. 3.21: Příklad klasického zdroje pro napájení analogového a číslicového systému Impulsně regulované ss napájecí zdroje Impulsně stabilizovaný napájecí zdroj bývá často uváděn pod názvem síťový spínaný zdroj (Switch Mode Power Supply) nebo AC/DC měnič (AC/DC convertor). Spínané zdroje pracují přímo se síťovým napětím 230 V˷/50 Hz, které se nejprve usměrní a vyfiltruje. Tak získáme ss nestabilizované napětí 310 až 320 V. Toto ss napětí se pomocí měniče převede na střídavé napětí o kmitočtu 25 kHz až 200 kHz, ze kterého se po usměrnění a jednoduché filtraci získá stejnosměrné výstupní napětí. Spínané zdroje užívají ke stabilizaci stejnosměrného výstupního napětí tzv. impulsní regulaci, kdy se v závislosti na okamžité hodnotě výstupního ss napětí mění šířka pravoúhlých impulsů, které řídí činnost spínaného zdroje. Spínané zdroje mohou být od síťového rozvodu galvanicky neodděleny nebo odděleny. Podle toho členíme spínané zdroje na  neizolované bez galvanického oddělení,  izolované s galvanickým oddělením. Výběr typu zdroje závisí na požadované bezpečnosti, na omezení průniku rušení přes zemní smyčky, na složitosti konstrukce a ceně zařízení. Konstrukce elektronických zařízení 55 Neizolované spínané zdroje Existuje několik možných řešení jak realizovat spínaný zdroj bez galvanického oddělení od síťového rozvodu. Jednotlivá konkrétní řešení však nebudeme rozebírat a poukážeme pouze na výhody či nevýhody, které použití takovéhoto typu zdroje přináší. Příklad uspořádání neizolovaného zdroje je uveden na Obr. 3.22. Vstupní střídavé napětí se nejprve usměrní a vyhladí na kondenzátoru CF1. Pokud se tranzistor T1 sepne, je proud do kondenzátoru CF2 a zátěže RZ dodáván přes tlumivku L1. Ta akumuluje energii ve formě magnetického pole. Jakmile se tranzistor T1 rozpojí, tlumivka nakumulovanou energii spotřebovává a snaží se přes sepnutou diodu D5 zachovat směr proudu zátěží RZ. Poznamenejme pro přesnost, že tranzistor je nutno spínat pomocí galvanicky odděleného budiče napěťových úrovní. Impulsní regulátor porovná výstupní napětí s referenčním zdrojem napětí. Rozdíl se zesiluje v zesilovači odchylky a tímto napětím se mění šířka pravoúhlých impulsů v modulátoru PWM (Pulse Width Modulation = impulsní šířková modulace). Protože filtr L1CF2 vyhodnocuje střední hodnotu takto modulovaných pravoúhlých kmitů, dochází pomocí této zpětné vazby ke stabilizaci výstupního stejnosměrného napětí. modulátor PWM zesilovač odchylky 230 V~ L N PE RZ USS CF2 + D5 T1L1 CF1 + budič R1 R2 Uref oscilátor impulsní regulátor D2 D1 D3 D4 Obr. 3.22: Příklad zapojení galvanicky neizolovaného spínaného zdroje Nevýhoda takovéhoto typu spínaného zdroje je evidentní. Výstup zdroje není stejnosměrně (galvanicky) oddělen od síťového rozvodu. Vypínání tranzistoru T1 způsobuje úzké přepěťové špičky, které jsou příčinou impulsního rušení v ss napájecím rozvodu. Nevýhodou je také omezený rozsah výstupního výkonu, kdy s tímto zapojením se konstruují zdroje do výkonu 50 W. Místo impulsního transformátoru se zde ale vystačí s jednoduchou tlumivkou buď na feritovém nebo železoprachovém jádře. Výhodou tohoto zapojení je jednoduchost a nízká cena. Izolované spínané zdroje V případě, že požadujeme galvanické oddělení výstupního napětí od vstupního, případně požadujeme více výstupních napětí navzájem galvanicky oddělených, musíme použít zapojení s impulsním transformátorem. Řešení s transformátorem se použije i v případech, kdy rostou požadavky na výstupní výkon. 56 Fakulta elektrotechniky a komunikačních technologií VUT v Brně Příklad zapojení izolovaného spínaného zdroje je na Obr. 3.23. Obvody popíšeme jen stručně pro pochopení principu činnosti. Tranzistory měniče napětí se spínají synchronně. Pokud budou oba sepnuty, teče proud do primárního vinutí transformátoru přes sepnutý tranzistor T1 a uzavírá se přes sepnutý tranzistor T2. Jakmile se oba tranzistory rozpojí, proud primárním vinutím poteče přes sepnuté diody D5 a D6. Takto vzniknou pravoúhlé napěťové kmity, jejichž šířka je řízena impulsním regulátorem, resp. modulátorem PWM. Vzniklé kmity se transformují v potřebné úrovni na sekundární stranu impulsního transformátoru. Zde je signál usměrněn a vyfiltrován LC filtrem. Pokud je dioda D7 sepnuta a D8 rozpojena, je proud do zátěže dodáván přes tlumivku L1. Jakmile se D7 rozpojí, sepne se dioda D8 a v této půlperiodě dodává do zátěže proud stejného směru tlumivka. Výhodou koncepce zdroje s impulsním transformátorem je, že vstupní a výstupní část jsou stejnosměrně odděleny a zdroj lze tedy z hlediska výstupu považovat za „plovoucí“, tzn. za galvanicky oddělený od síťového střídavého proudu. Galvanická izolace obvykle vyřeší problém zemních smyček a také zajistí bezpečné oddělení od rozvodné sítě. modulátor PWM zesilovač odchylky R1 R2 Uref RZ 230 V~ L N PE USS oscilátor impulsní regulátor T1 T2 D8 D7 D5 D1 D2 D3 D4 CF1 ++ CF2 budič řízený měnič D6 budič usměrňovač a filtr L1 Obr. 3.23: Příklad zapojení galvanicky izolovaného spínaného zdroje Protože spínaný zdroj pracuje na daleko vyšších kmitočtech, než je kmitočet sítě 50 Hz, musí být jádro impulsního transformátoru feritové. Feritová jádra se i při velkých přenášených výkonech díky vysokým kmitočtům vyznačují malými rozměry. Zapojení s impulsním transformátorem jsou vhodná pro výstupní výkony do 250 W a některá zapojení jsou použitelná i pro výstupní výkony přesahující 500 W. Naproti tomu galvanická izolace obvykle zvyšuje složitost a cenu spínaného zdroje. Impulsní transformátor je bohužel významným zdrojem vysokofrekvenčního šumu. Každý transformátor má určitou parazitní kapacitu mezi primárním a sekundárním vinutím 10 až 100 pF. Pokud mezi vstupem a výstupem neexistuje jiné spojení bude to mít za následek vf proudy, které potečou vývody z napájecího zdroje. Vf proudy se budou přes další parazitní kapacity uzavírat zpět na vstup (viz Obr. 3.24a). Z pohledu rušení je to špatně, protože vývody z napájecího zdroje budou kolem sebe vyzařovat rušivé vf magnetické pole, které může proniknout do dalších obvodů či sousedních vodičů. Konstrukce elektronických zařízení 57 K potlačení vf rušení je zapotřebí vf rušivému proudu poskytnout co nejkratší cestu zpět ke zdroji rušení, tj. k primárnímu vinutí. K tomu se používá odrušovací kondenzátor, který se zapojí mezi vstupní a výstupní stranu spínaného zdroje, s kapacitou, která je podstatně vyšší než je parazitní kapacita mezi primárním a sekundárním vinutím (viz Obr. 3.24b). Tím se účinně zmenší vf rušení a zabrání se tak jeho průniku do zařízení. V principu je ale jedno, ve které části vstupního nebo výstupního obvodu se tímto kondenzátorem realizuje vf zkrat. Proto se můžeme setkat i s jiným zapojením odrušovacího kondenzátoru (viz Obr. 3.24c,d). + CP CP RZ CP CP CT CT ivf ivf ivf ivf ivf ivf ivf ivf IZ IZ IZ+ CY2n2 ab + CY2n2 c CY2n2 + d zpět ke zdroji šumu rozvod napájení Obr. 3.24: K vysvětlení vf rušení impulsního zdroje a způsoby jeho potlačení Obvykle se volí hodnota kapacity odrušovacího kondenzátoru z rozmezí 1 nF až 4,7 nF. Odrušovací kondenzátor musí být v provedení Y, tj. v bezpečném provedení, protože jeho průraz by mohl způsobit ohrožení lidského života elektrickým proudem. Kondenzátory musí být minimálně na jmenovité bezpečné střídavé napětí 250 V˷ (obvykle na 400 V˷) a při výrobě musí být testovány pulsním napětím 2 až 4 kV podle požadované třídy či kategorie zařízení. Zde je zapotřebí podotknout, že kondenzátor zvýší tzv. únikový proud zařízení, protože proud tímto kondenzátorem se přičítá k únikovému proudu kondenzátorů třídy Y v odrušovacím filtru, který je předřazen spínanému zdroji (anebo je v řadě případů jeho součástí). Kombinované spínané zdroje pro napájení analogových a číslicových systémů Pokud v zařízení potřebujeme realizovat větší počet galvanicky oddělených spínaných zdrojů na různá napětí, bylo by řešení samostatných zdrojů příliš drahé. Každý zdroj by totiž vyžadoval užití samostatného impulsního transformátoru včetně celé impulsní regulační smyčky. To by takovýto zdroj prodražilo. Proto se z požadovaných zdrojů vybere ten, který bude do zátěže dodávat největší výkon a tento hlavní zdroj bude stabilizován zpětnou vazbou pomocí spínaného stabilizátoru (viz Obr. 3.25). Z tohoto důvodu nebude stabilizační účinek příliš ovlivňován zatěžovacími proudy méně výkonových zdrojů, které jsou navázány na stejný transformátor. Pro zlepšení stabilizačního účinku celého zdroje jsou filtrační tlumivky navinuty na společném jádře. Protože vedlejší zdroje nejsou tak dobře stabilizovány jako hlavní zdroj, jsou doplněny třísvorkovými spojitými stabilizátory. Pokud budou proudy do zátěží těchto vedlejších 64 Fakulta elektrotechniky a komunikačních technologií VUT v Brně parazitními vazbami mezi signálovými či řídicími vodiči. Toto rušení má charakter symetrické složky rušení, kterou je nutno potlačit na vstupu jednotlivých částí systému (zásuvných desek), tj. na vstupu druhé části rozvodu napájení. K tomu slouží obvykle jednoduchý LC filtr (viz Obr. 3.34a). Konstrukčně může být vf tlumivka L1 provedena jako cívka na otevřeném magnetickém jádru, nebo na toroidním jádru anebo jako vzduchové, tj. s nemagnetickým jádrem. Většinou se užívají vf tlumivky s magnetickým jádrem, protože se dá docílit vyšší indukčnosti při menších rozměrech. U méně náročných zařízení je LC filtr často nahrazen pouze blokovacím kondenzátorem, který pro vnější rušivé signály slouží jako kapacitní zkrat a současně přispívají k vyrovnání prudkých změn v odběru logických obvodů, ke kterým dochází při jejich překlápění. Odrušení symetrického napájecího rozvodu ± UN využívá stejné principy, ale pro potlačení nesymetrického vf rušení je nutno vložit na výstup ze zdroje tzv. „trojfázovou“ proudově kompenzovanou tlumivku se třemi vinutími navinutými ve stejném smyslu na troidním jádře (viz Obr. 3.35). Stejný typ tlumivky se užívá i pro odrušení třífázového síťového rozvodu. symetrický ss napájecí zdroj L0 anapájený systém symetrický napájecí rozvod potlačuje nesymetrické rušení potlačuje symetrické rušení L1C1+ OV RZP + UN RZN + C2 L2UN b Obr. 3.35: a) Potlačení vf rušení v symetrickém napájecím rozvodu, b) „trojfázová“ proudově kompenzovaná tlumivka 3.2.2 Rozvod napájení v jednotlivých částech zařízení Přívod napájení do jednotlivých systémových částí zařízení Napájecí přívody na vstupu pro napájení dílčí části systému, nebo každé zásuvné desky plošných spojů, se doporučuje zablokovat co nejblíže u vstupního konektoru tantalovým nebo vícevrstvým kondenzátorem o kapacitě 47 µF až 100 µF a to v závislosti na proudovém odběru části zařízení. Tento kondenzátor přispívá k vyrovnání změn v odběru proudu dílčího systému, ke kterým dochází při překlápění číslicových obvodů a současně slouží jako vf zkrat pro symetrickou složku rušení, která se šíří po napájecích přívodech. Proto je zapotřebí tento kondenzátor v těsné blízkosti přemostit keramickým kapacitorem 100 nF (viz Obr. 3.36a), nebo v případě vyšších nároků na odrušení ještě kapacitorem 1 nF (viz Obr. 3.36b). Konstrukce elektronických zařízení 65 100n 100µ 0 V + U 100n1n100µ 0 V + U ab 22µ + + + 0 V + U tlumivka + 22µ 10n0 V + U feritová perla c d 10n Obr. 3.36: Blokování vstupu napájení v jednotlivých částech zařízení: a) b) číslicového systému, c) d) analogového systému V případě napájení analogové části nebo zásuvné desky s analogovými obvody jsou obvykle nároky na odfiltrování vf rušení větší. V tom případě se co nejblíže ke vstupnímu konektoru použije LC filtr (viz Obr. 3.36 c, d). Protože analogová část vykazuje obvykle méně výrazné změny v odběru napájecích proudů, dostačuje tantalový nebo vícevrstvý kondenzátor 10 µF až 47 µF přemostěný keramickým kondenzátorem 10 nF. Indukčnost tlumivky či feritové perly není uvedena, protože se u těchto prvků většinou ani neuvádí. Při návrhu se proto orientujeme hodnotou modulu impedance tlumivky, kterou výrobce obvykle udává při kmitočtu 100 MHz v závislosti na protékajícím proudu. Většinou se k tomuto účelu používají odrušovací tlumivky určené pro napájecí rozvody a zdroje (Inductors for Power Line), které jsou konstruovány tak, aby vykazovaly malou závislost na ss proudu tekoucího do zátěže, nebo se užívají feritové perly určené pro větší proudové zatížení (Ferrite Beads for Power Line). Pro blokování napájení se nejčastěji používají vícevrstvé kondenzátory MLCC (Multilayer Ceramic Capacitors). Elektrolytické kondenzátory jsou totiž většinou rozměrné, tantalové kondenzátory SMD zase často trpí vysycháním dielektrika. Vnitřní struktura vícevrstvého kondenzátoru je zřejmá z Obr. 3.37. Elektrody dílčích kondenzátorů na vnitřních dielektrických vrstvách střídavě vyčnívají smšrem k vývodům kondenzátoru. Tyto vývody představují parazitní indukčnost, která zhoršuje vlastnosti kondenzátoru a proto se musí mimo vlastní kapacity C uvažovat i ekvivalentní sériová indukčnost Lpar. Aby se parazitní indukčnost nezvětšila o parazitní indukčnost zemního přívodu, doporučuje se v případě užití vícevrstvé DPS uzemněný vývod připojit co nejkratším spojem k vnitřní zemnící vrstvě. Prokovené otvory mají mít průměr 0,3 až 0,4 mm. Větší prokovený otvor totiž vykazuje větší parazitní indukčnost, která zhoršuje vlastnosti kondenzátoru na vysokých kmitočtech. Lpar C vnitřní stuktura keramická vrstva vývod vývod boční pohled ekvivalentní model doporučený plošný spoj přívod zem 2-vývodový kapacitor otvorů 0,4 mm elektroda Obr. 3.37: Vícevrstvý MLCC kondenzátor a doporučený plošný spoj Lepší vlastnosti na vysokých kmitočtech vykazují tzv. třívývodové či průchozí blokovací kondenzátory. U těchto kondenzátorů je změněna vnitřní struktura elektrod tak, aby se snížila parazitní indukčnost ovlivňující vlastnosti kondenzátoru na vysokých kmitočtech 66 Fakulta elektrotechniky a komunikačních technologií VUT v Brně (viz Obr. 3.38). Průchozí a zemní elektrody jsou navzájem proloženy tak, aby vytvořily vícevrstvý kondenzátor. Zemnicí svorka je pak vyvedena na obou bocích součástky. Jak je vidět z ekvivalentního modelu, indukčnost průchozích elektrod představuje podélné induktory stejně jako je tomu u filtru LC typu T a proto vf vlastnosti LC filtr vylepšují. Zbytková indukčnost zemních přívodů Lpar je malá a navíc, protože zemní vrstvy jsou na zem připojeny na obou bočních stranách součástky, jsou zbytkové indukčnosti ve výsledku spojeny paralelně a jejich indukčnost se proto sníží na polovinu. Aby se tyto zbytkové indukčnosti nezvětšily o parazitní indukčnost plošného spoje, je nutné v případě vícevrstvé DPS zemní přívody připojit co nejkratším způsobem do vnitřní zemnicí vrstvy. Doporučuje se použít větší počet prokovených spojů ∅ 0,2 až ∅ 0,3 mm tak, aby parazitní indukčnosti prokovených otvorů byly co nejmenší. Lpar C LL Lpar vnitřní stuktura keramická vrstva průchozí elektroda zemnicí elektroda zemnicí vývod zemnicí vývod průchozí vývod ekvivalentní model zem zem přívod přívod 3-vývodový kapacitor doporučený plošný spoj otvorů 0,2 mm průchozí vývod Obr. 3.38: 3-vývodový kondenzátor a doporučený plošný spoj Na Obr. 3.39a je uvedeno srovnání několika typů 2-vývodových kondenzátorů se 3vývodovými kondenzátorem. Blokovací vlastnosti se hodnotí pomocí tzv. vložného útlumu (viz Obr. 3.39b)   20 2 20log dB , U aU  (3-1) kde U2 značí napětí na výstupu filtru (na zátěži RZ) a U20 je stejné napětí bez přítomnosti filtru, tedy bez zapojeného kondenzátoru. Aby se daly blokovací schopnosti jednotlivých obvodů či prvků porovnávat, je obvykle odpor budicího generátoru a odpor zátěže shodně 50 Ω. Protože kapacita testovaných kondenzátorů na Obr. 3.39a byla stejná 10 µF/6,3 V, mají všechny kondenzátory na nízkých kmitočtech shodné vlastnosti. Účinnost tantalového a polymerového kondenzátoru začíná klesat již po překročení kmitočtu 1 MHz a v případě 2vývodového vícevrstvého keramického kondenzátoru účinnost klesá po překročení 10 MHz. Přitom 3-vývodový kondenzátor je účinný až do 100 MHz. Proto jsou 3-vývodové kondenzátory pro potlačení vf rušení velmi účinné. Konstrukce elektronických zařízení 67 0 10 20 30 40 50 60 70 80 90 0,01 0,1 110 100 1000 tantalový polymerový vícevrstvý keramický vícevrstvý 3-vývodový 50 – 50 a (dB) a ~C R0 RZU2 U1 ~ R0 RZU2 U1 2-vývodový kondenzátor 3-vývodový kondenzátor b f (MHz) měření vložného útlumu a ( f ) Obr. 3.39: a) Srovnání vlastností 2-vývodového a 3-vývodového kondenzátoru 10 µF/6,3 V, b) měření vložného útlumu Třívývodové kondenzátory pro blokování napájecích přívodů jsou k dispozici od 1 µF až do 10 µF a to pro proudy od 0,5 až do 5 A. Používají se pro zablokování napájení buď na vstupu zásuvné desky plošného spoje, nebo v blízkosti integrovaných obvodů s velkým proudovým odběrem, jako jsou např. centrální procesorové jednotky CPU (Central Processing Unit). Další možností, jak potlačit vf rušení, je do napájecího přívodu vložit přídavný odrušovací filtr LC filtr typu – T realizovaný pomocí 3-vývodového vícevrstvého kondenzátoru a tlumivek nebo feritových perel v podélné větvi. Filtr se dodává buď sestavený z dílčích prvků, nebo jako jedna kompaktní součástky. Příklad kompaktního odrušovacího filtru určeného do napájecích přívodů je uveden na Obr. 3.40. Odrušovací filtry jsou obvykle k dispozici pro proudy od 0,5 do 5 A, kapacita 3-vývodového kondenzátoru bývá v rozmezí 100 pF až 4,7 nF. Indukčnost tlumivek resp. feritových perel se obvykle neuvádí. Vlastnosti filtru jsou definovány vložným útlumem. Filtry se často uvádějí pod obchodním označením EMIFIL (Electromagnetic Interference Filters) typu – T. Filtr se zařazuje jako přídavný filtr za blokovací kondenzátor na vstupu zásuvné DPS, nebo v blízkosti kritických obvodů s velkým proudovým odběrem, např. v blízkosti CPU. 0 10 20 30 40 50 60 0,1 110 100 1000 50 – 50 a (dB) a ( f ) f (MHz) 6 A2 Azapojení měření vložného útlumu ~ R0 RZU2 U1 zem zem přívod EMIFIL otvorů 0,4 mm doporučený plošný spoj přívod C Obr. 3.40: Odrušovací filtr typu T do napájecích rozvodů 68 Fakulta elektrotechniky a komunikačních technologií VUT v Brně Rozvod napájení k jednotlivým součástkám Další opatření prováděná ve druhé části napájecího rozvodu jsou obvykle složitější. Vycházejí z hlediska potlačení možných rušivých vlivů, které se, v souvislosti s činností klopných obvodů, nebo změnou zátěže analogových obvodů, mohou projevovat na obou vodičích rozvodu, tj. na rozvodu napájecího napětí a na společném zemním vodiči. Konkrétní opatření se pak liší podle různých typů číslicových obvodů, podle proudových odběrů analogových obvodů či podle jejich náchylnosti k rozkmitání přes parazitní indukčnosti napájecích přívodů aj. Na rozvodu napájecího napětí může rušení vznikat působením proudových špiček, které způsobují samotné napájené obvody. Jeden druh těchto špiček vzniká při překlápění logických popř. klopných obvodů. Velikost proudových špiček se úměrně zvětšuje s počtem logických anebo klopných obvodů, které pracují synchronně. Nemá-li následkem takto vzniklých proudových změn dojít k rušivým úbytkům napětí na napájecím rozvodu a tím k poklesu napájecího napětí, je třeba v těsné blízkosti logických obvodů připojit do napájení kapacitory, které představují zkrat pro vysoké kmitočty. Doporučená kapacita blokovacího kapacitoru je 1 až 10 nF na jeden klopný obvod. Při návrhu desek plošných spojů pro klasické pomalejší logické obvody se doporučuje, aby napájecí napětí bylo blokováno bezindukčními kondenzátory s kapacitou 47 až 100 nF (keramika) na každých 5 až 10 pouzder integrovaných obvodů (Obr. 3.41a). V případě rychlých logických obvodů a pamětí se pak blokuje každý integrovaný obvod keramickým kondenzátorem 47 až 100 nF. + UN 0 V 47n47n 47n IO 5 x IO 5 x IO a 0 V b IO IO IO IO IO IO + UN47n47n47n47n47n47n IO IO IO IO Obr. 3.41: Blokování logických integrovaných obvodů: a) pomalé logické obvody, b) rychlé logické obvody a paměti Blokování číslicových systémů s velkou hustotou integrace se řídíme doporučením výrobců. Většinou je napájecí napětí nutno přivést na větší počet vývodů ze součástky (Obr. 3.42). Důležité je samostatné blokování každého páru napájecích přívodů, tj. napájecího přívodu a příslušného přívodu země. Pokud integrovaný obvod obsahuje i analogové obvody nebo D/A a A/D převodníky je zapotřebí analogové části napájení důsledně oddělit od rušení z číslicového napájecího rozvodu LC filtrem umístěným v blízkosti integrovaného obvodu, nebo tento napájecí vstup napájet ze samostatného spojitě regulovaného zdroje. Konstrukce elektronických zařízení 69 100n 100nVCC GND VCC GND 100n VCC GND MIKROKONTROLER AT +3,3 V 0 V 100n feritová SMD perla +3,3 V +3,3 V +3,3 V a GND AVCC 100n 100n VCC GND VCC GND 100n VCC GND MIKROKONTROLER STM +3,3 V 0 V10n +3,3 V +3,3 V +3,3 V b GND AVCC 1µ 1µ 1µ 22µ napájení analogové části napájení analogové části Obr. 3.42: Příklad blokování napájení složitějších číslicových integrovaných systémů U analogových obvodů s operačními zesilovači se doporučuje blokovat napájení co nejblíže vývodům z každého operačního zesilovače keramickými kapacitory s kapacitou 47 nF až 220 nF (viz Obr. 3.43a). Příliš malá kapacita 10 nF by mohla vyvolat rezonanci s indukčnostmi přívodů v kritické oblasti 1 až 10 MHz a způsobit rozkmitání zesilovače přes napájecí obvody. V případě operačních zesilovačů napájených se zdroje jedné polarity (Obr. 3.43b) výrobci doporučují zablokovat napájecí přívod kondenzátorem 1 µF přemostěný vf kondenzátorem 100 nF. Keramický kondenzátor 100 nF zlepšuje blokování napájení pro vf rušení. Umisťuje se co nejblíže k pouzdru OZ.   +UN -UN   +UN   +UC -UC   +UN 100n 100n OZ 100n 1µ 1n 100n 1µ OZ 1n 100n 10µ K a b c 1n 100n 10µ +UC -UC K 220n 220n d Obr. 3.43: Blokování napájení: a) operačních zesilovačů, b) komparátorů Komparátory se vyznačují prudkými změnami v odběru proudu z napájení při překlápění svého výstupu. To může vyvolat krátkodobý pokles napájecího napětí vlivem úbytku na přívodních vodičích a ovlivnit tak napájení sousedních obvodů. Proto je nutné kvalitní zablokování napájecích přívodů komparátorů. Zablokování každého napájecího přívodu se realizuje třemi paralelně řazenými kondenzátory 10 µF, 100 nF a 1 nF (Obr. 3.43c). Keramický kondenzátor 1 nF se umísťuje co nejblíže k pouzdru komparátoru. Tantalový nebo vícevrstvý kondenzátor 10 µF je pak od pouzdra nejdál. Všechny blokovací kondenzátory musí být vždy blízko pouzdra komparátoru. V případě, že komparátor má oddělené napájení vstupní 70 Fakulta elektrotechniky a komunikačních technologií VUT v Brně analogové části, blokuje se vstupní část podobně jako je tomu u operačních zesilovačů (Obr. 3.43d). Analogové obvody, které se vyznačují velkými proudovými odběry, je nutno pro okamžitou dodávku napájecích proudů vybavit kondenzátory s větší kapacitou. Např. proudový posilovač ± 250 mA se blokuje kondenzátorem 10 µF přemostěným kondenzátorem 100 nF (Obr. 3.44a). U výkonových audiozesilovačů se obvykle napájení blokuje elektrolytickými kondenzátory, které jsou pro zlepšení vlastností na vysokých kmitočtech přemostěny keramickými kondenzátory 100 nF (Obr. 3.44b). +UN 100n 10µ +UN 100n 10µ a AUDIO 2 x 22 W +UN 100n 2m2 b + + + BUF ± 250 mA Obr. 3.44: Blokování napájecích přívodů: a) proudového posilovače, b) výkonového audiozesilovače 3.3 Rozvod společného zemního vodiče Konstrukce rozvodu společného zemního vodiče je v mnoha případech podceňována, ale špatně navržený rozvod zemí může být při uvádění zařízení do chodu zdrojem mnoha nečekaných a často špatně odstranitelných závad. Pro všechny dnešní analogové a digitální obvody je nutné zajistit nízkou impedanci zemního vodiče, tzn. měl by mít co nejmenší odpor a zanedbatelnou indukčnost. Zemní vodič funguje nejen jako nízkoimpedanční zpáteční cesta pro blokování vf proudů způsobených překlápěním digitálních obvodů nebo rychlých komparátorů, ale v případě užití zemnicí vrstvy ve vícevrstvé DPS také minimalizuje vnější elektrické rušení (EMI) popř. v radiovém frekvenčním spektru pak radiové rušení (RFI). Digitální obvody či komparátory se vyznačují tím, že při překlopení obvodu dojde k prudké změně v odběru proudu v napájecím rozvodu a tedy i v zemním vodiči. Na zemním vodiči může vznikat impulsní rušení ještě z dalších příčin. Při přechodu digitálního obvodu ze stavu H do L se přes zemní vodič vybíjí i parazitní kapacitor, jehož kapacita je dána součtem kapacity spojů a vstupní kapacity členu, který je z toho obvodu buzen. Vybitím tohoto kapacitoru se proud společným zemním vodičem zvětší po dobu asi 10 ns na trojnásobek až čtyřnásobek klidové hodnoty. Přírůstek proudu způsobený vybíjením kapacitoru může být např. až 20 mA u jednoho logického členu. S počtem synchronně pracujících obvodů se tento proud Konstrukce elektronických zařízení 71 samozřejmě zvětšuje a může pak snadno způsobit nepřijatelný úbytek napětí na společném vodiči. Použití „drátového“ rozvodu země je proto v dnešní době prakticky nepřijatelné. Např. vodič o průměru 5 mm a délce 25 mm má přibližně indukčnost L = 10 nH. Skoková změna proudu 20 mA/ns, vyvolaná překlápěním logických obvodů způsobí na tomto zemním vodiči změnu napětí ∆u = L (∆i /∆t) = 10 nH ∙ (20 mA /ns) = 200 mV. Pro signál s rozkmitem 2 Vpp to znamená chybu 10 %. Pokud se dostane takovýto impuls následně do analogové signálové cesty, dojde ke zhoršení odstupu signálu od šumu. Ve všech digitálních obvodech, které mají některý ze vstupů připojen na tento zemní vodič, pak zcela jistě dojde ke zhoršení jejich šumové imunity. Požadavky na malou impedanci jsou tedy u společného zemního vodiče ještě přísnější než u vedení napájecího napětí. Kritický je pak rozvod zemního vodiče v zařízení, které obsahuje jak analogové, tak i digitální obvody. Klasickou situaci, kdy zpětný zemní proud digitálních obvodů ovlivňuje zpětný zemní proud analogových obvodů ukazuje Obr. 3.45a. Zpětný zemní proud digitální části vyvolá ve společné části zemního vodiče chybové (většinou impulsní) napětí, které pak snadno pronikne do analogové části. Aby chybové napětí bylo co nejnižší, je zapotřebí velmi striktně dodržet impedanci zemního rozvodu ve všech jeho částech na co nejnižší úrovni. Toto uspořádání zemí odpovídá konceptu tzv. „vícebodového“ zemnicího systému. analogové obvody analogové obvody digitální obvody napájecí zdroje digitální obvody napájecí zdroje VSTUP VSTUP UA UD UDUA IA ID ID IA IA ID IA + IDID a b GND GND Obr. 3.45: a) Společná část analogového a digitálního rozvodu vyvolá chybové napětí, b) oddělené analogové a digitální zemní rozvody 72 Fakulta elektrotechniky a komunikačních technologií VUT v Brně Možným řešením je, úplné oddělení analogového zemního vodiče od digitální části (viz Obr. 3.45b) a spojení obou zemí v jednom centrálním bodě. To je základní koncept tzv. „jednobodového“ popř. „hvězdicového“ zemnicího systému. Implementace jednobodového systému s větším počtem zpětných zemních vodičů má však také svá úskalí, protože fyzická délka každého takového zpětného zemního vodiče představuje parazitní odpor a indukčnost a těžko se dá u každého zemního vodiče dodržet požadavek na nízkou impedanci. 3.3.1 Vícebodový uzemňovací systém Nejlepší způsob, jak minimalizovat impedanci zemního rozvodu v zařízení se zásuvnými kartami, je použít pro zapojení mezi kartami vícevrstvou propojovací desku (tzv. blackplane) a v této propojovací DPS vyhradit jednu vrstvu pro rozvod země k jednotlivým kartám (viz Obr. 3.46). Aby se dodržela nízká impedance zemního rozvodu v celém zařízení, jsou zásuvné karty realizovány taktéž na vícevrstvých DPS, kdy jedna vrstva je zde opět vyhrazena zemnímu rozvodu. Propojení zemnicí vrstvy zásuvné karty a propojovací DPS (blackplane) musí být velmi masivní tak, aby se eliminoval přechodový odpor a parazitní indukčnost kolíků konektoru. Konektor zásuvné karty by měl mít alespoň 30 až 40 % kolíků vyhrazen pro propojení země na propojovací DPS. Příklad rozvodu napájecích napětí a zemního vodiče na konektory propojovací DPS je uveden na Obr. 3.47. zemnicí vrstva zemnicí vrstva zemnicí vrstva zemnicí vrstva propojovací DPS PROPOJOVACÍ DPS (BLACKPLANE) upevňovací otvory zásuvná DPS zásuvná DPS ZDROJOVÁ DPS UA UDUDUD UAUA Obr. 3.46: Zařízení se zásuvnými kartami s „vícebodovým“ systémem uzemnění Konstrukce elektronických zařízení 73 Z A B C D E F Z A B C D E F Z A B C D E F Z A B C D E F Z A B C D E F Z A B C D E F Z A B C D E F Z A B C D E F Z A B C D E FZ A B C D E F Z A B C D E F Z A B C D E FZ A B C D E FZ A B C D E F Z A B C D E F Z A B C D E F A B C upevňovací otvory NAPÁJECÍ ZDROJ L N PE + 5 V + 3,3 V GND výkonové konektory + 5 V+ 12 V12 V+ 5 V GND 230 V  + 12 V - 12 V GND + 3,3 V + 5 V Obr. 3.47: Příklad rozvodu napájecích napětí a zemního vodiče na propojovací desce Nízká impedance zemního rozvodu musí být dodržena jak na zásuvných kartách, propojovacích konektorech, na propojovací DPS, tak i u připojení na ochranný vodič (PE), tzn. na zemní vodič rozvodné sítě. Protože ochranný vodič je z bezpečnostních důvodů připojen na kovovou konstrukci (kostru) zařízení, je nutno zajistit nízkoimpedanční kontakt zemní vrstvy s kovovou konstrukcí zařízení. Proto se propojovací DPS připevňuje ke kovové konstrukci větším počtem samořezných šroubů za použití tzv. vějířových podložek. Zvláštní pozornost je v této souvislosti nutno věnovat zoxidovanému nebo eloxovanému hliníku použitému na kovovou konstrukci, protože takovýto povrch má izolační vlastnosti. Koncepce vícebodového uzemňovacího systému se nejčastěji využívá u digitálních zařízení. Může být použita i ve smíšených systémech, kde jsou jak analogové, tak i digitální obvody, ale jen za předpokladu, že zemní proudy způsobené digitálními obvody jsou dostatečně malé a jsou rovnoměrně rozloženy po celé zemnicí ploše. 3.3.2 Jednobodový uzemňovací systém Striktní rozdělení zemí na analogovou a digitální zem zabrání vzniku rušivých signálů, které by jinak vznikaly na společné části zemního rozvodu. Obě země se pak v jednom bodě spojí s ochranným vodičem (PE), viz Obr. 3.48. Důležité je v tomto případě pro každý typ zařízení vybrat ten nejvhodnější bod, kde se všechny země propojí. Pokud budeme např. konstruovat digitální voltmetr, spojíme všechny země u vstupní zemní svorky zařízení, čímž se vyvarujeme vlivu rušivých zemních úbytků, které by se jinak přidaly k měřenému signálu. Při konstrukci číslicově řízeného generátoru tvarových kmitů zase nechceme, aby rušivé zemní úbytky byly přidány ke generovanému signálu. Proto jako centrální zemnicí bod zvolíme výstupní zemnicí svorku generátoru. Tam 80 Fakulta elektrotechniky a komunikačních technologií VUT v Brně ba c Obr. 4.3: a) Feritová tlumivka na koaxiální kabel: a) půlená – s jedním závitem na válečku, b) půlená – pouze průvlak válečkem, c) profesionální kabel s feritovou tlumivkou ba c d Obr. 4.4: Feritové tlumivky na datový vícežilový kabel: a) průvlak půleným feritovým válečkem b) profesionální odrušení vícežilového kabelu, c) feritový návlek, d) feritová vložka do konektoru Konstrukce elektronických zařízení 81 Při aplikaci uvedené metody je však vždy nutno uvážit, že tento princip může pomoci jen tam, kde se uplatňuje rušení vznikající ve smyčce s malou impedancí. Je-li např. rušení způsobeno v obvodu s velkou impedancí, je použití takovéto tlumivky neúčinné. 4.3 Přerušení zemní smyčky galvanickým oddělením V řadě případů je účelnější, aby zařízení byla mezi sebou signálově vázána způsobem nevyžadujícím galvanické propojení jejich společných (zemních) vodičů. Signálová vazba je v těchto případech obvykle zprostředkována světelnými paprsky (optoelektronické vazební členy), magnetickým polem (nízkofrekvenční popř. impulsní transformátory), nebo kapacitně (oddělovací kondenzátory). Tímto způsobem se za cenu větší složitosti zařízení obcházejí potíže spojené s propojováním zemních vodičů především v soustavách prostorově značně rozlehlých a propojovaných dlouhými signálovými kabely. Každá ze sekcí zpracovávajících signál může přitom být připojena na libovolný „zemní“ potenciál. Příklad přerušení zemní smyčky mezi dvěma zařízeními je uveden na Obr. 4.5, kdy pro přenos signálu mezi dvěma zařízeními jsou použita optická vlákna. optická vlákna zdroj 1 ZAŘÍZENÍ A N L1 PE ~230 V zdroj 2 ZAŘÍZENÍ B ~230 V PE L2 N Obr. 4.5: Příklad přerušení zemní smyčky pomocí galvanického oddělení signálových vodičů Obdobný problém nastává, pokud požadujeme, aby vstupní část zařízení byla galvanicky oddělena od dalších uzemněných částí zařízení (viz Obr. 4.6). Samozřejmě galvanicky oddělená část zařízení musí mít vždy vlastní napájecí zdroj taktéž galvanicky oddělený od uzemněné části zařízení. Za tímto účelem se obvykle využije galvanicky izolovaný DC/DC měnič. Pokud nebude překročeno izolační napětí oddělovacích členů nebo izolační napětí DC/DC měniče, bude bezpečnost zařízení zachována. Taková sekce (část) zařízení, která je jak napájením, tak i signálem galvanicky oddělena od ostatních částí zařízení se často označuje jako „plovoucí“ sekce (část). Volba typu oddělovacího prvku závisí při oddělení digitálních signálů na požadované rychlosti přenosu dat, při oddělení analogových signálů pak na šířce jejich kmitočtového spektra. V této souvislosti poznamenejme, že pro řadu aplikací je příliš rychlá reakce vazebních prvků spíše na závadu. Např. v automatizační technice se vždy vyplatí používat jen tak rychlé obvody, jak je nezbytně třeba. Pokud je vazební člen pomalý, nepřenese krátké rušivé signály, a tím zvyšuje dynamickou šumovou imunitu. V praxi se ukazuje, že rušivé signály impulsního charakteru trvají nejvýše desítky až stovky ns. Navrhneme-li tedy vazební obvody takovým způsobem, aby se krátké impulsy nepřenášely, podstatně zvýšíme spolehlivost zařízení. 82 Fakulta elektrotechniky a komunikačních technologií VUT v Brně GALVANICKY ODDĚLENÁ ČÁST AC/DC měnič ~230 V PE L N AMP. +UN1 UN1 A/D převodník +UN1 UN1 sériová data sériová data digitální obvody +UN2 zobrazovací jednotka +UN2 DC/DC izolovaný měnič +UN1 UN1 GND 1 GND 2 +UN2 UZEMĚNÁ ČÁST Obr. 4.6: Příklad galvanického oddělení vstupní části zařízení 4.4 Galvanické oddělení optočlenem Nejčastěji užívanými součástkami pro galvanické oddělení obvodů jsou optoelektrické vazební členy (optocoupler, optoisolator). Obsahují zdroj světelného záření (vysílač) a přijímač záření, které jsou vzájemně vázány optickým prostředím. Zdrojem záření bývá nejčastěji elektroluminiscenční dioda, jako přijímač se nejčastěji užívá fotodioda nebo fototranzistor. Základní vlastností optoelektronických vazebních členů je galvanické oddělení vstupní a výstupní části členu. Optoelektronické vazební členy bývají proto zkráceně nazývány optoizolátory. Galvanické oddělení používající optoizolátory má za následek vysokou odolnost systémů proti rušení. Optoizolátory nacházejí použití všude, kde je třeba přenést signál (spojitý nebo diskrétní) mezi dvěma galvanicky oddělenými soustavami a slouží tedy k přerušení zemních smyček. Používají se k oddělení zemí výkonových členů, například v průmyslových řídicích systémech, v měřicích zařízeních a jinak prostorově rozlehlých systémech, a to jako vysílač či přijímač signálů přenášených po dlouhých vedeních, pro izolaci digitálních systémů nebo na datových linkách, popř. pro izolaci v lékařských zařízeních. Použití optoelektronických vazebních prvků při přenosu datových signálů je jednoduché, a proto zcela běžné. Naproti tomu při použití těchto vazebních členů pro analogové signály musí být řešení podstatně složitější. Optočleny s fototranzistorem Optoelektronický vazební člen s fototranzistorem má velmi malý proudový přenos (poměr kolektorového proudu fototranzistoru ke vstupnímu proudu luminiscenční diodou), takže sám o sobě je pro buzení digitálních obvodů obvykle nepoužitelný a musíme ho doplnit dalším pomocným tranzistorem (viz Obr. 4.7a). Pro přesnost poznamenejme, že každá část zařízení má svůj vlastní zemnicí systém (GND 1, GND 2) a samostatné galvanicky oddělené napájecí zdroje (UN1, UN2). Rychlost přenosu dat při použití optoizolátoru s fototranzistorem bývá obvykle jen 100 kb/s. Jednotka b/s (někdy bps = bits per second) zde značí počet bitů přenesených za 1 sekundu. Izolační napětí bývá z rozmezí 2,5 kV až 5 kV. Konstrukce elektronických zařízení 83 Nižší přenosová rychlost v řadě případů nevadí a je naopak výhodou, protože oddělovací člen nepřenese rychlé rušivé impulsy. Optočleny s fototranzistorem proto nacházejí použití např. pro oddělení zpětnovazebního signálu v impulsně regulovaných napájecích zdrojích. Některé typy optoizolátorů obsahují pomocný zesilovací tranzistor zapojený s fototranzistorem v Darlingtonově uspořádání (viz Obr. 4.7b). Účinnost tohoto vazebního členu je již značná a stačí vybudit další digitální obvody. Přenosová rychlost takto uspořádaného obvodu je ale poněkud nižší, než v předchozím případě, protože Darlingtonovo zapojení není pro práci ve spínacím režimu příliš vhodné. +UN1R1270R A GND 1 1 R2 2K7 +UN2 A GND 2 a R3 470R +UN1R1270R A GND 1 1 R2 1K5 +UN2 A GND 2 b R3 1K0 Obr. 4.7: a) Externí ošetření optoizolátoru s fototranzistorem, b) fototranzistor v Darlingtonově zapojení Optočleny s fotodiodou Použití fotodiody ve spojení s tranzistorem přineslo zrychlení přenosu 10x až 200x. Běžně se dosahuje rychlosti přenosu 1 Mb/s. Příklad zapojení optoizolátoru s fotodiodou je uveden na Obr. 4.8a. Aby vznikl fotovoltaický jev, je fotodioda PD pólována v závěrném směru. Protože fotodioda pracuje s velmi malými proudy, ale tranzistor pracuje ve spínacím režimu s velkým proudem, doporučuje se v těsné blízkosti optočlenu zapojit kvalitní vf keramický kondenzátor 100 nF (viz Obr. 4.8b). V izolační mezeře mezi vývody vstupní a výstupní části se nesmí ani ve vnitřních vrstvách DPS vést žádné spoje. Izolační napětí bývá z rozmezí 2,5 kV až 5 kV. +UN1 100n 220R A GND 1 1 4K7 A GND 2 a OUT GND 1 +UN2 GND 2 b GND 1 +UN2 NC NC NC izolační mezera max 10 mm OUT IN LED PD 100n 4K7 Obr. 4.8: a) Příklad zapojení optoizolátoru s fotodiodou, b) doporučený plošný spoj 84 Fakulta elektrotechniky a komunikačních technologií VUT v Brně Digitální optoizolátory Digitální optoizolátory se vyznačují vyšším stupněm integrace, kdy výstupní část obvodu je uzpůsobena pro připojení různých typů logických obvodů, nebo má třístavový výstup pro připojení na datovou sběrnici. Příklad zapojení digitálního optoizolátoru je uveden na Obr. 4.9. Aby se získala dostatečná strmost hran, doporučuje se optoizolátor budit z výkonového hradla, kdy během trvání nástupné či sestupné hrany se navíc odpor 270 Ω přemosťuje přes malou impedanci kapacitoru 33 pF odporem 220 Ω. Pro potlačení šumu obsahuje přijímač komparátor s hysterezí 270 µA. Dosažitelná rychlost přenosu dat je u obvodů tohoto typu až 40 Mb/s, izolační napětí pak bývá z rozmezí 1,5 kV až 2,5 kV. 220R 100n 1 & > GND 2 +UN2 OUT GND 1 +UN1 A IN 33p 270RA Obr. 4.9: Optoelektronický vazební člen pro digitální signály. Izolovaný vysílač/přijímač (transciever) pro optické kabely Ještě vyšší stupeň integrace mají optoizolátory pro přenos dat mezi dvěma zařízeními pomocí optických kabelů, označované jako vysílač/přijímač pro optické kabely (Fiber Optic Transceiver). Obvod obsahuje většinou integrovanou dvojici optoelektronického vysílače a přijímače pro přenos dat optickými vlákny (viz Obr. 4.10). Aby se potlačilo rušení přes napájecí přívody, má vysílač a přijímač samostatné napájecí a zemnicí přívody. Každý napájecí přívod se doporučuje vybavit LC filtrem a kondenzátor filtru 10 µF přemostěný kvalitním vf kondenzátorem 100 nF umístit co nejblíže k vývodům pouzdra. Zemnicí vývody GND1, GND2 nejsou uvnitř obvodu propojeny a tyto vývody se doporučuje co nejkratším způsobem připojit k zemnicí vrstvě DPS. Diferenční páry datové linky jsou impedančně přizpůsobeny, přičemž provedení plošných spojů musí vyhovovat standardům pro vysokorychlostní přenos. Oddělovací kondenzátory 100 nF jsou dimenzovány pro vysokorychlostní provoz 100 až 250 Mb/s. Vedení TD a TD musí být zakončeno externě odporem 100 Ω. Vedení RD a RD je již interně zakončeno v koncovém stupni odporem 100 Ω. Celý obvod transcieveru je zabudován do optické dvojzásuvky (viz Obr. 4.11a). Proti přeslechům mezi vysílačem a přijímačem a také, aby se zabránilo průniku vnějšího rušení je dvojzásuvka chráněna kovovým stíněním, které je nutno také připojit nejkratším způsobem k zemnicí vrstvě DPS. Pro vzájemné propojení dvou zařízení je pak dodáván svazek dvou optických vláken s optickými dvojzástrčkami (viz Obr. 4.11b). Konstrukce elektronických zařízení 85 ZAŘÍZENÍ A 100R 100n10µ10µ +UN TD 100n 100n TD optická vlákna přijímač 100R 100n10µ10µ +UN RD 100n 100n RD vysílač GND1 GND2 Obr. 4.10: Izolovaný vysílač/přijímač (transciever) pro optické kabely ba Obr. 4.11: a) Digitální vysílač/přijímač zabudovaný do optické dvojzásuvky, b) svazek dvou vláken s dvojzástrčkami Optočleny pro oddělení analogových signálů Použití optoelektronických vazebních členů pro přenos analogových signálů představuje poměrně složitou technickou záležitost. Důvodů k tomu je několik. V prvé řadě je to nelinearita přenosové funkce běžného optočlenu. Pokud se nevyžaduje velký dynamický rozsah signálu, lze na přenosové funkci najít přibližně lineární úsek. Při malých proudech však převládá šum luminiscenční diody. Při větších nárocích na dynamický rozsah je především nutno kompenzovat vliv nelinearity přenosové funkce vazebního členu. Velmi účinná kompenzace, která potlačuje nelinearitu vazebního členu, se ukázala v možnosti použít dvě fotodiody uspořádané symetricky kolem LED diody (viz Obr. 4.12a). Jedna fotodioda slouží 86 Fakulta elektrotechniky a komunikačních technologií VUT v Brně k přenosu signálu a druhá se zapojí jako kompenzační ve zpětnovazební smyčce zesilovače. Na Obr. 4.12b je uvedeno zapojení jedné z možných variant izolačního analogového zesilovače. O linearitě obvodu nebude nyní rozhodovat absolutní velikost činitele nelinearity vazebního členu, ale pouze hodnota poměru činitelů nelinearit obou vazebních členů v pracovní oblasti. Takto uspořádaný zesilovač pracuje pouze pro kladné vstupní napětí uIN > 0. Aby vznikl fotovoltaický jev, jsou fotodiody PD1 a PD2 pólovány v závěrném směru. Pokud budou fotodiody přibližně shodné, lze očekávat IPD1 ≈ IPD2. Pro proud fotodiodou PD1 přibližně platí IPD1 ≈ uIN /R1. Protože uOUT ≈ IPD2 R2, bude uOUT ≈ IPD1 R2 ≈ uIN (R2/R1) a napěťový přenos zesilovače pak bude uOUT /uIN ≈ R2/R1. Chyba přenosu zesilovače se pohybuje v rozmezí 5 % až 15 %. R182K LED a GND 2 R282K +UN2 b 1K0 PD1PD2 LED PD2   100p uOUT +UNP PD1   100p 150R +UN1 GND 1 uIN Obr. 4.12: a) Optočlen pro přenos analogového signálu, b) příklad zapojení izolačního analogového zesilovače Integrovaný izolační analogový zesilovač Lepších výsledků při požadavku na galvanické oddělení, pokud se týká linearity převodní charakteristiky a přesnosti přenosu analogového signálu, se dá docílit využitím úplně jiné koncepce řešení. Pokud vstupní analogový signál převedeme převodníkem A/D na data, může být oddělení provedeno na úrovni datového signálu a ten se pak zpět převede D/A převodníkem na analogový signál. Přesnost přenosu či linearita převodní charakteristiky je pak určena vlastnostem A/D a D/A převodníků, nikoliv nelinearitami optočlenu. Obdobně lze využít převod vstupního napětí na kmitočet a po oddělení optočlenem pak převést kmitočet zpět na napětí. Většina přesných izolačních zesilovačů využívá pro převod analogového signálu na digitální údaj převodníky sigma-delta. Aby se docílilo kvalitních výsledků i v prostředí se silným elektromagnetickým rušením, bývá zapojení izolačního zesilovače plně diferenční (viz Obr. 4.13a). Chyba přenosu bývá u přesných zesilovačů ±0,1 až ±1 % a u zesilovačů pro průmyslové aplikace může být chyba max ±5 %. Nelinearita přenosové charakteristiky bývá běžně 0,1 %, šířka kmitočtového pásma 80 až 100 kHz. Izolační napětí je obvykle z rozmezí 1 kV až 1,5 kV. Konstrukce elektronických zařízení 87 R1 39R a GND 2 RZ 10K +15V b 2K0   150p uOUT +UN2 C1 100n GND 2 iZ +UN2   OUT+ OUT GND 1 +UN1   IN+ INOZ 2K0 10K 150p 15V     +UN1 100n +HV HV RS100n GND 1 Obr. 4.13: Integrovaný izolační zesilovač, b) příklad použití při měření proudu zátěží v okruhu vysokého napětí Izolační zesilovače se užívají pro měření na živých objektech nebo pro sledování proudu ve vinutí elektrických motorů, které pracují se síťovým napětím. Na Obr. 4.13b je příklad snímání proudu zátěží RZ v okruhu vysokého napětí pomocí snímacího rezistoru RS. Dolní propust R1C1 slouží jako pomocný filtr pro potlačení rušení. Rozdílový zesilovač s operačním zesilovačem slouží k zesílení výstupního napětí a k převedení diferenčního výstupu izolačního zesilovače na jednoduchý výstup vztažený vůči zemi GND 2. 4.5 Galvanické oddělení impulsními transformátory Pro oddělení signálů s rychlým sledem změn úrovní je možné ke galvanickému oddělení dvou obvodů využít také magnetické pole impulsního transformátoru. I když jsou impulsní transformátory ve srovnání s jinými typy oddělovacích členů rozměrnější, jsou schopny bez problémů pracovat i při teplotě 125 °C. Oddělovací impulsní transformátory jsou obvykle realizovány s feritovým jádrem s vysokou permeabilitou. Impulsní transformátory realizované na toroidním jádře (Obr. 4.14a) kolem sebe sice vyzařují jen velmi slabé vf rušivé magnetické pole, ale protože primární a sekundární vinutí se obtížně odděluje, bývá izolační napětí jen 1 kV. Vyšší izolační napětí až 5 kV se dá docílit u impulsních transformátorů s obdélníkovým jádrem (Obr. 4.14b), kdy primární i sekundární vinutí jsou navinuty na feritovém jádře ve tvaru I a magnetický obvod je uzavřen třmenem ve tvaru U. Protože magnetický obvod není uzavřen tak dokonale, jako je tomu u toroidního jádra, má vyzařování vf rušivého magnetického pole vyšší úroveň. Pro různá zapojení lze dohledat transformátorky s řadou variantních provedení primárních a sekundárních vinutí. Několik příkladů je uvedeno na Obr. 4.14c. 88 Fakulta elektrotechniky a komunikačních technologií VUT v Brně ba c Pri Sec Pri Sec Pri Sec1 Sec2 Pri Sec Obr. 4.14: Provedení impulsních transformátorů: a) na toroidním jádře, b) na obdélníkovém jádře, c) zapojení vinutí (příklady) Impulsní transformátory se užívají např. pro galvanické oddělení budičů tranzistorových spínačů, nebo pro oddělení ovládacích obvodů tyristorových spínačů. Také se užívají pro oddělení datových signálů v galvanicky oddělených vstupních částech digitálních multimetrů, měřičů činitele přenosu, nebo digitálních spektrálních analyzátorů. Použití ale také nacházejí jako transformátory v galvanicky izolovaných impulsně řízených zdrojích menších výkonů, nebo pro realizaci galvanicky izolovaných rozhraní RS-422, RS-485 aj. Galvanické oddělení spínacích obvodů Příklad zapojení galvanicky odděleného tyristorového spínače je na Obr. 4.15a. Pokud na vstup bude přivedena úroveň H, tranzistor T1 se sepne a na sekundárním vinutí se objeví impuls, který sepne diodu D2 a následně se impuls objeví na řídicí elektrodě tyristoru a tyristor se sepne. Odporem rezistoru R2 se nastavuje proud řídicí elektrodou tyristoru. Bude-li na vstup přivedena úroveň L, tranzistor T1 se rozpojí. Protože energie naakumulovaná v magnetickém poli během sepnutí tranzistoru udržuje proud cívkou stejným směrem jako při sepnutém tranzistoru T1, sepne se dioda D1 a akumulovaná energie je záměrně přeměňována na teplo v Zenerově diodě. Rychlost demagnetizace je určena hodnotou Zenerova napětí UZD1. Jakmile se tento děj ukončí, ukončí se i impuls na sekundární straně vinutí. Úkolem rezistoru R3 pak je, aby ve vypnutém stavu „zkratoval“ řídicí elektrodu s katodou tyristoru, protože řídicí elektroda nesmí zůstat odpojena. Čím je odpor rezistoru R2 menší, tím má tyristor ve vypnutém stavu větší odolnost proti nechtěnému sepnutí. Galvanicky oddělený spínač s tranzistorem MOS FET může být zapojen podle Obr. 4.15b. Vstupní část pracuje shodně jako v předchozím případě. Jakmile se na sekundárním vinutí objeví napětí, otevřou se diody D2 a D3. Kondenzátory C1 a C2 se nabijí přibližně na napětí 22 V, přičemž jejich napětí se přerozdělí podle napětí paralelně připojených Zenerových diod. Na kolektoru tranzistoru T2 bude maximálně napětí dané součtem napětí na Zenerových Konstrukce elektronických zařízení 89 b a vstup R1 ZD1 +UN1 GND 1 uIN D1 T1 D2 R2 R3 Ty 100n vstup R1 ZD1 +UN1 GND 1 uIN D1 T1 D2 C2R2 D3 impulsy 22 V 100n C1ZD2 ZD3 16 V 8 V8K2 T2 T3 R3 T4 uGS Obr. 4.15: Galvanicky oddělené spínače: a) tyristorový spínač, b) spínač s tranzistorem MOS FET diodách ZD1 a ZD2, tj. 24 V. Součet napětí obou Zenerových napětí musí být přitom mírně větší než velikost napěťového impulsu 22 V na sekundárním vinutí, aby vinutí nepracovalo do zkratu. Proud sepnutou diodou D2 způsobí na rezistoru R2 takové napětí, že se tranzistor T2 sepne a na řídicí elektrodě tranzistoru T4 se přitom vytvoří kladné napětí uGS ≈ +15 V, které sepne tranzistor MOS FET. Zenerovy diody ZD2 a ZD3 slouží k rozdělení celkového sekundárního napětí na dvě definované části. Jakmile impuls 22 V na sekundární straně skončí, jsou tranzistory T2 a T3 napájeny pouze z nabitých kondenzátorů C1 a C2. Tranzistor T2 se přitom rozpojí a sepne se naopak tranzistor T3 a na řídicí elektrodě tranzistoru T4 bude nyní napětí uGS ≈ -7 V, které tranzistor MOS FET rozpojí. Parazitní kapacita tranzistoru MOS FET CGS se přitom vybíjí přes „zpomalovací“ rezistor R3, jehož odpor v rozmezí 10 Ω až 150 Ω musí vždy doporučit výrobce. V době vypnutí jsou tranzistory T2 a T3 napájeny pouze z nabitých kondenzátorů. Kondenzátory se dobíjejí v době sepnutí spínače. Galvanické oddělení digitálních signálů Pro galvanické oddělení logických signálů se užívají impulsní transformátorky realizované na miniaturním feritovém toroidním jádře s vysokou permeabilitou. Většinou se na primární i sekundární straně vystačí s cívkami s několika málo závity (5 až 10 závitů). Příklad galvanického oddělení logických signálů s využitím magnetického pole impulsního transformátorku je uveden na Obr. 4.16a. Pro vybuzení primárního vinutí se užívá nejčastěji logický člen schopný dodat dostatečný proud do zátěže tvořené ochranným rezistorem R1 v sérii spojeným s primárním vinutím impulsního transformátorku. Odpor rezistoru R1 se volí tak, aby při úrovni H na výstupu logického členu nebyl překročen jeho povolený výstupní proud. 96 Fakulta elektrotechniky a komunikačních technologií VUT v Brně např. mechanickou závadou v reproduktoru. Na rozdíl od analogového šumu, který nemá detekovánu výšku tónu, se brum a bzučení vyznačují výškou tónu. V zařízeních pro zpracování audiosignálů se pro oddělení dvou zařízení používá nf oddělovací transformátor, který bývá označován obvykle jako audio transformátor. Mimo galvanického oddělení slouží transformátor většinou i k vzájemnému impedančnímu přizpůsobení obou zařízení. Modulová kmitočtová charakteristika audio transformátoru má mít v kmitočtovém pásmu 20 Hz až 20 kHz zvlnění modulové kmitočtové charakteristiky z(f) maximálně ±1 dB (viz Obr. 4.23). Činitel nelineárního zkreslení signálu THD (Total Harmonic Distortion) bývá uveden pro referenční kmitočet 30 Hz nebo 50 Hz a někdy i 1 kHz, kdy činitel nelineárního zkreslení musí být lepší než 1 %. Kvalitnější typy oddělovacích nf transformátorů mají v rozmezí kmitočtů 20 Hz až 30 kHz činitel nelineárního zkreslení pouze 0,0001 %. Podle toho, ve které části zařízení je transformátor užit, rozlišujeme dva typy audio transformátorů: pro oddělení vstupních obvodů se používají malovýkonové transformátory (Line Input Transformers) a pro oddělení výstupu pak výkonové transformátory (Line Output Transformers). z (dB) 10 100 1k 10k 0 -10 f (Hz) z (f) Obr. 4.23: Typická modulová kmitočtová charakteristika audio transformátoru Vstupní oddělovací nf transformátory Pomocí vstupních malovýkonových transformátorů se od vlastního zařízení většinou oddělují akustické snímače zejména pak nízkoimpedanční mikrofony, kdy transfomátor současně slouží k přizpůsobení impedancí. Příklad užití oddělovacího transformátoru v nízkošumovém mikrofonním zesilovači je uveden na Obr. 4.24. Mikrofonní vedení je transformátorem zcela galvanicky odděleno od vlastního zesilovače. Aby pro napájení mikrofonu nebylo nutno vést další vodiče, je použito tzv. „fantomové“ napájení, kdy potřebné ss napájecí napětí je vedeno přímo po signálových vodičích vlastního mikrofonního kabelu (R1, R2, UN1). Protože je známo, že šum zesilovače je nejmenší, když vstupní impedance zesilovače je rovna impedanci zdroje signálu, je na sekundární straně transformátoru namodelována impedance zdroje signálu pomocí paralelní impedance R3 || (R4 + C1). V případě užití nízkoimpedančního mikrofonu je pak nutno impedance na primární a sekundární straně transformátoru navzájem přizpůsobit. Proto transformátor nemusí mít nutně převodní poměr 1:1, ale např. 1:10. Konstrukce elektronických zařízení 97 +UN2 uOUT 2 R1 +UN1   R3 100K R4 30K1 C1 56p stínění neinvertující zesilovač UN2 C2 390p R5 2K00 R6 169R výstup R2 6K8 6K8 mikrofonní vstup 3 1 Obr. 4.24: Příklad použití oddělovacího audio transformátoru v nízkošumovém mikrofonním zesilovači K dispozici je celá řada malovýkonových audio transformátorů (viz Obr. 4.25) s různými převodními poměry, nebo na sekundárním vinutí jsou vyvedeny odbočky pro volbu převodního poměru. Pro náročnější aplikace jsou pak určeny oddělovací transformátory označované jako „studiové audio transformátory“, které mají navíc stínění z permaloye, které účinně potlačuje rušivá magnetická pole o síťovém kmitočtu 50 Hz (Obr. 4.25b). Některé typy pak pro zmenšení parazitních kapacit mají mezi primární a sekundární vinutí vloženu stínicí fólii, kterou je nutno uzemnit. ba Obr. 4.25: Vstupní oddělovací nf transformátory: a) audio transformátor, b) studiový audio transformátor Pro dodatečné galvanické oddělení stereosignálů, např. pro oddělení radiového přijímače a audiozesilovače, se užívají oddělovací stereotransformátory (viz Obr. 4.26a). Buď se transformátor dodatečně zapojí do propojovacích kabelů (Obr. 4.26b), nebo je již do propojovacích kabelů zabudován (Obr. 4.26c). ba c GND 1 GND 2 LL RR Obr. 4.26: Nf transformátor pro oddělení stereosignálů: a) zapojení, b) pro vložení do propojovacích vodičů, c) zabudovaný do propojovacího kabelu 98 Fakulta elektrotechniky a komunikačních technologií VUT v Brně Výstupní oddělovací nf transformátory Výstupní oddělovací transformátor (někdy také reproduktorový transformátor) se používá v audiotechnice k oddělení výkonové zátěže (reproduktoru) od vlastního audiozesilovače. Často je jako součást koncového výkonového stupně audiozesilovače pracujícího v zapojení „push-pull“. Používá se také v případě audiozesilovačů s výstupním napětím až 100 V, které se užívají při přenosu výkonového signálu do reproduktorové soustavy na vzdálenost až 100 m, z důvodu menších ztrát na vodičích. Oddělovací transformátor je pak umístěn až v reproduktorové soustavě. Užití výstupního oddělovacího audio transformátoru ukážeme na zjednodušeném zapojení výkonového zesilovače v zapojení „push-pull“ (viz Obr. 4.27). Na vstupu koncového stupně je transformátor Tr1, který má uzemněný střed sekundárního vinutí. Proto horní a dolní část sekundárního vinutí generují navzájem inversní signály pro tranzistory T1 a T2, které jsou oba stejného typu NPN. Aby se zmenšilo tzv. přechodové zkreslení výkonového stupně, je střed vinutí Tr1 připojen na předpětí +0,8 V, což zajistí, že tranzistory T1, T2 se začnou otvírat již při malém kladném napětí na sekundárním vinutí. Protože tranzistory jsou buzeny inversně, bude T1 vést pro kladnou půlvlnu signálu a T2 pro zápornou půlvlnu. Výstupní transformátor Tr2 kombinuje kladnou a zápornou část signálu, protože pro kladnou část signálu je v činnosti horní část primárního vinutí Tr1 a pro zápornou je pak v činnosti dolní část vinutí. Střed primárního vinutí Tr2 je přitom připojen na napájecí napětí UN. Výstupní transformátor současně slouží k impedančnímu přizpůsobení zátěže, kdy např. odpor reproduktoru 4 Ω, je na primární straně transformován např. na 1 kΩ. R1 +UN GND 1 +0,8 V T1 Tr1 R2 T2 Tr2 GND 2 Obr. 4.27: Zjednodušené zapojení výkonového stupně audiozesilovače v zapojení „push-pull“ K dispozici je celá řada nf oddělovacích výkonových transformátorů. Často jsou v univerzálním provedení s odbočkami na sekundární straně, což umožňuje připojit různě velké zátěže (viz Obr. 4.28a). Běžně jsou v nabídce výrobců oddělovací výkonové audiotransformátory realizované na jádře EI, některé typy jsou i se stíněním (Obr. 4.28b). Méně často jsou prozatím v nabídce oddělovací transformátory na toroidních jádrech (Obr. 4.28c). Konstrukce elektronických zařízení 99 ba c CENTR 16 COM 8 4 Obr. 4.28: Oddělovací výkonové transformátory: a) univerzální s více odbočkami, b) audiotransformátor na jádře EI se stíněním, c) na toroidním jádře 100 Fakulta elektrotechniky a komunikačních technologií VUT v Brně Použitá literatura [1] LEDOUX, N. Breaking ground loops with functional isolation to reduce data transmission errors. Technical article MS-2256. Analog Devices 2011 [2] AGILENT TECHNOLOGIES: Optocoupler-Designer’s Guide. Agilent Technologies, 2002 [3] AVAGO: Overview of High Performance, Analog Optocouplers, Application Note 1157. Avago Technologies, 2011 [4] MURATA: General Purpose Pulse Transformers 786 Series. Murata Power Solutions, Inc. 2020 [5] TEXAS INSTRUMENTS: Digital Isolator Design Guide. Texas Instruments, 2018 [6] TEXAS INSTRUMENTS: ISO77xx Triple-and Quad-Digital Isolator Evaluation Module. Texas Instruments, 2016 [7] TEXAS INSTRUMENTS: ISO 773x High-Speed, Robust-EMC Reinforced TripleChannel Digital Isolator. Texas Instruments, 2016 Konstrukce elektronických zařízení 101 5 Stínění V zařízeních pracujících s vyššími pracovními kmitočty je nutno používat různé druhy stínění. Nejčastěji konstruktér stojí před problémem odstínit elektrické nebo magnetické pole, řidčeji se setká se stíněním elektromagnetického pole (pouze v tzv. technice VKV). Metodika jednoduchého inženýrského výpočtu stínění neexistuje. Je to způsobeno jednak malou znalostí problému a především značnou obtížností matematického výpočtu podobných úloh. Pouze pro stínění jednoduchých tvarů existuje přesné řešení. V běžných případech se spokojujeme s kvalitativním posouzením jevu a s výsledky experimentu. V náročných případech se pak používá počítačová simulace založená na metodě konečných prvků. Stínění je jednou ze základních metod, jak potlačit rušivé signály. Existují dva základní přístupy jak realizovat stínění. První z nich je založen na myšlence stínit zdroj rušení. Prostor, ve kterém rušení působí, se snažíme omezit a uzavřít tak, aby se rušení nemohlo šířit mimo uzavřenou oblast. Napájecí a signální vodiče vedeme přes odrušovací filtry, které mají zamezit průniku nežádoucího signálu ze stíněné oblasti. Tímto způsobem se především stíní a odrušují různé motory, tyristorové usměrňovače, impulsně regulované zdroje apod. Druhý způsob spočívá na stínění citlivé části zařízení, zejména vstupních dílů. Stínění zamezuje průniku nežádoucích signálů do citlivých vstupních obvodů. Rušivý signál může pronikat kapacitní nebo induktivní vazbou popř. nežádoucí vodivou drahou. Podle způsobu pronikání rozdělujeme stínění na elektrostatické (elektrické), na magnetické a na ekvipotenciální stínění proti svodovým či plíživým proudům. Při návrhu stínění musí být každý individuální případ samostatně pečlivě analyzován. V první frázi je nutno najít zdroje a přijímače rušení a možný způsob parazitní vazby. Nedokonalé či nesprávně provedené stínění, založené na nesprávném pochopení problému, může situaci zhoršit a navíc vyvolat nové problémy. 5.1 Stínění elektrického pole Elektrické (elektrostatické) pole je idealizací. S takovým „čistým polem“ se obvykle nesetkáme, protože elektrické pole je vždy provázeno (i když slabým) magnetickým polem. Charakteristickou vlastností elektrického pole je, že v prostoru obklopeném ze všech stran uzavřenou vodivou plochou pole chybí, i když je tato plocha nabita na vysoký potenciál nebo, i když se taková uzavřená plocha nachází v libovolně silném elektrickém poli. Tento jev se vysvětluje ekvipotenciálními vlastnostmi uzavřené vodivé plochy obklopující daný prostor. Účinek elektrického pole, popř. elektrické vazby mezi jednotlivými objekty, umístěnými v prostoru, je dán rozložením elektrických siločar v daném prostředí. Pro kvantitativní hodnocení je však jednodušší a názornější modelování těchto elektrických vazeb pomocí modelových kapacitorů, jejichž kapacity jsou úměrné parazitním elektrickým vazbám mezi objekty v daném prostoru (viz Obr. 5.1). O přítomnosti této vazby se můžeme přesvědčit např. tak, že mezi zdroj rušení (A) a přijímač (B) vložíme kovovou destičku (mnohdy stačí i kapacita vložené ruky), která změní rozložení elektrického pole. Změní-li se takovým zásahem podstatně vlastnosti obvodu, musíme začít uvažovat o elektrostatickém stínění. 102 Fakulta elektrotechniky a komunikačních technologií VUT v Brně +CP AB b +A B a ^ = Obr. 5.1: a) Rozložení elektrických siločar mezi dvěma objekty s různými potenciály, b) modelování elektrické vazby pomocí parazitní kapacity 5.1.1 Elektrostatické stínění obvodů Vazba mezi dvěma obvody A a B je v Obr. 5.2a charakterizována kapacitorem CP, kapacitor CV modeluje kapacitu obvodu B vůči uzemněné kovové desce (konstrukci). Princip stínění elektrického pole spočívá ve zmenšení průniku rušivého napětí uR ze zdroje do přijímače rušení (vodiče nebo obvodové prvky). Jestliže mezi těmito prvky není žádné stínění (viz Obr. 5.2a), bude parazitní napětí uP vyvolané zdrojem rušení A v místě přijímače B mít velikost danou dělicím poměrem kapacitorového děliče CP, CV P PR VP . C uu CC  (5-1) Bude-li přijímač rušení B blíže k zemnicí ploše než je vzdálenost vysílače A a přijímače B, bude CV > CP a pak P PR V . C uu C  (5-2) CV bez stínění a A B CP uP uR CV stínění neuzemněno b A B CP uP uR NESPRÁVNĚ C1P C2P ' C3P CV stínění uzemněno c A B CP uP uR SPRÁVNĚ C1P C2P ' Obr. 5.2: Parazitní kapacitní vazby: a) bez stínění, b) s neuzemněným stíněním, c) s uzemněným stíněním Konstrukce elektronických zařízení 103 Diskuze tohoto vztahu ukazuje, že napětí uP vyvolané rušivým napětím uR bude tím menší, čím menší bude vzájemná kapacita CP (tj. čím dále od sebe budou body A a B) a čím větší bude kapacita CV (tj. čím blíže bude bod B k uzemněné kovové desce). Z těchto elementárních úvah vyplývají také základní doporučení pro konstrukci zařízení. Zdroj rušení a citlivé obvody v zařízení se doporučují umístit co nejdále od sebe např. vstupní zesilovače se v zařízení umísťují co nejdále od impulsně regulovaného napájecího zdroje. Citlivé obvody se pak umísťují co nejblíže ke kovové konstrukci přístroje. Vložíme-li mezi zdroj rušení A a přijímač B stínicí kovovou přepážku nespojenou se zemnicí plochou (Obr. 5.2b), sníží se sice původní parazitní kapacita CP na parazitní kapacitu C’P, která je o řád menší než kapacita CP, ale vzniknou další parazitní kapacity o hodnotě řádově shodné s původní kapacitou CP. Zanedbáme-li parazitní kapacitu C’P, bude v místě přijímače B nyní rušivé napětí 1P PR 2P V 1P 3P 2P V .  C uu CC CCCC (5-3) Budou-li nově vzniklé parazitní kapacity přibližně shodné C1P ≈ C2P ≈ C3P ≈ CP a CV > CP, bude 1P P R R 1P 3P 2P 1 3   C u u u C C C . (5-4) K výraznému snížení elektrického rušení tedy nedošlo. Účinného zmenšení napětí uP dosáhneme jedině uzemněním stínicí přepážky (Obr. 5.2c), protože parazitní kapacita C1P se nyní neuplatní a kapacita C2P bude paralelně s kapacitou CV. Rušivé napětí v místě přijímače bude P P P P R R R P 2P V 2P V V .          C C C u u u u C C C C C C (5-5) Pokud je např. nutné potlačit elektrické rušení mezi dvěma zásuvnými deskami plošných spojů, dostačuje proto mezi ně vložit uzemněnou kovovou stínicí přepážku. Parazitní vazbu mezi zdrojem rušení a přijímačem můžeme však také účinně zmenšit vložením obou obvodů do kovové stínicí krabičky, přičemž ani není nutné, aby mezi oběma obvody byla stínicí přepážka (Obr. 5.3a). Příčina spočívá v tom, že kapacitor C1P odvádí rušivé signály do stínicího krytu a kapacitor C2P přispívá k dalšímu zmenšení parazitního signálu (obdoba situace na Obr. 5.2c). Fyzikální smysl stínicího účinku kovového stínění, spojeného se zemí přístroje, spočívá tedy v připojení velké části parazitních kapacit mezi odstiňovanými body na zem. Z tohoto důvodu se doporučuje montovat citlivé prvky zařízení co nejblíže stínicího krytu. 104 Fakulta elektrotechniky a komunikačních technologií VUT v Brně CV a A B CPuP uR C1P C2P b A B C2P C1P C3P c A B C1P C2P C3P C4P Obr. 5.3: Stínění elektrického pole pomocí uzemněné kovové krabičky: a) zdroj rušení i přijímač uvnitř společného stínění, b) stínění přijímače rušení, c) samostatné stínění zdroje i přijímače rušení Samozřejmě nejlepší ochranou proti rušivému elektrickému poli je, vložit citlivý obvod do samostatného stínicího krytu (Obr. 5.3b). Toto řešení se většinou užije v měřicích přístrojích při ochraně vstupních zesilovačů. V případě konstrukce vysokofrekvenčních obvodů, kdy může docházet ke vzájemnému ovlivňování jednotlivých částí, se celý obvod umístí do společné stínicí krabičky a dílčí části se navzájem oddělí kovovými přepážkami (Obr. 5.3c). Aby bylo stínění proti elektrickému poli účinné, musí se dodržovat několik zásad. Doporučuje se vést všechny vodiče, které přenášejí signál, vnitřkem stíněného prostoru. Stínění musí být připojeno ke společné svorce zapojení. Je-li zdroj signálu spojen jednou svorkou se zemním potenciálem, musí být i stínění spojeno se zemí. V případě, že jsou obvody, které chráníme, galvanicky odděleny od uzemněné části zařízení, připojí se stínění na referenční potenciál galvanicky oddělené části. Nesprávné připojení stínění na jiný referenční potenciál (zem) může vést i k nežádoucímu zvětšení rušení. Pro objasnění těchto tvrzení uvažujme jednoduchý obvod galvanicky oddělený od ochranné zemní svorky (PE) sestávající z budicího externího zdroje napětí a vstupního zesilovače vloženého do neuzemněného stínění (viz Obr. 5.4a). Budicí zdroj je uzemněn v bodě A, stínění má proti nejbližší zemi kapacitu CBC. Jsou-li body A a C od sebe vzdáleny, může se mezi nimi projevit rušivé napětí uR. Toto napětí se na stínění projeví poněkud zmenšené v závislosti na poměru kapacit CAB a CBC. Přes parazitní kapacitu CBD se toto napětí následně přenese na vstup zesilovače. Stínění je proto málo účinné. Hrubou chybou by však bylo připojit stínění na jiný referenční potenciál, např. na ochrannou zemní svorku PE (čárkovaná spojka mezi body E-F). Veškeré rušení, které by bylo mezi zemí a galvanicky oddělenou částí by pak bylo přes parazitní kapacitor CBD přivedeno přímo na vstup zesilovače. a A B CBD b c Z CAB CBC C D E F NESPRÁVNĚ uR A B Z CBC C SPRÁVNĚ uR A B Z CDC C D EF SPRÁVNĚ uR Obr. 5.4: a) Neuzemněné elektrostatické stínění má omezený účinek, b) připojení stínění na společný referenční potenciál, c) správný způsob připojení stíněného kabelu ke stínění Konstrukce elektronických zařízení 105 Zkratujeme-li kapacitor CAB propojením bodů A a B, odstraníme průnik rušivého napětí přes kapacitory CAB a CBD. Stínění se připojuje k referenčnímu potenciálu (zemi) na straně zdroje signálu a to pouze v jednom bodě (Obr. 5.4b). V této souvislosti je zapotřebí upozornit, že na jakosti spoje stínění k referenčnímu potenciálu závisí stínicí účinek. Spoj mezi stíněním a referenčním potenciálem nesmí být dlouhý. Impedance takového spoje totiž roste s kmitočtem a stínicí účinek se zhorší. V pásmu krátkých vln a zvláště vln metrových i kratších mohou spoje dlouhé několik centimetrů podstatně zhoršit stínění chráněného obvodu. Stínicí vodič se nedoporučuje používat jako vodič signálový. Správný způsob používající dvoužilový stíněný kabel je naznačen na Obr. 5.4c. Společný vodič signálového obvodu je realizován vnitřním vodičem stíněného kabelu. Stínění je spojeno stínicím pláštěm kabelu s referenčním bodem zapojení (zemí) na vstupu (spoj B – E). Případný proud ze zdroje rušení R u se uzavírá obvodem C – D – E – B a nemůže vyvolat na společném vodiči A – F signálového obvodu žádný úbytek napětí. Jestliže však nedodržíme uvedené zásady stínění a propojíme např. společný signálový vodič navíc se stíněním (čárkovaná spojka mezi body D – F), pak proud vyvolaný zdrojem rušení prochází i společným vodičem A – F a vyvolá na něm nežádoucí rušivé napětí. Malé štěrbiny nebo otvory ve stínicím krytu (ve srovnání s délkou vlny zpracovávaných signálů) prakticky nezmění účinek elektrického stínění. Proto někdy stínění můžeme realizovat jen kovovou mřížkou. Protože po povrchu stínění tekou jen velice malé proudy, nezávisí jeho účinek na tloušťce stínění (stačí i tloušťka 10 až 15 µm) a v některých případech je stínění možno realizovat izolantem s nanesenou kovovou vrstvou. Pro elektrostatické stínění se užívají většinou kovové krabičky vyrobené z pocínovaného plechu tloušťky 0,5 mm až 0,9 mm. K dispozici je celá řada již hotových kovových krabiček určených pro elektrostatické stínění. Několik příkladů krabiček je uvedeno na Obr. 5.5. Stínicí kryty (Obr. 5.5a) jsou určeny pro montáž na DPS, kdy chybějící stěnu krabičky tvoří souvislá vrstva mědi, nebo mřížkování na DPS. Pokud bude zapotřebí v chráněném obvodu provádět nějaká nastavení, použije se stínicí rámeček s odnímatelným víkem (Obr. 5.5b). Pro elektrostatické stínění větších konstrukčních celků na DPS se užívají krabičky s oboustranně odnímatelnými víky (Obr. 5.5c). ab c Obr. 5.5: Elektrostatické stínění: a) pro montáž na DPS, b) rámeček s odnímatelným víkem pro montáž na DPS, c) krabička s oboustranně odnímatelnými víky Další možností je, použít plastovou krabičku, která má uvnitř vysoce vodivý povlak provedený nástřikem nebo nátěrem vodivého laku (Obr. 5.6a). Základem laku jsou částečky mědi, niklu nebo stříbra. Nejlepších výsledků se dosahuje s postříbřenými částečkami mědi. Nástřik vodivým lakem se užívá i pro dodatečné odstínění krytů přístrojů (Obr. 5.6b). Povlak 112 Fakulta elektrotechniky a komunikačních technologií VUT v Brně stíněný prostor H H a b Obr. 5.13: a) K vysvětlení stínicího účinku neferomagnetického vodivého stínění, b) „vytěsňování“ vf magnetického pole Uvedený princip se nejčastěji užívá pro stínění vf cívek. Obvykle jsou stínící kryty cívek provedeny z hliníku nebo z mědi. Na Obr. 5.14a je příklad soupravy pro výrobu vf cívky s hliníkovým krytem, na Obr. 5.14b pak souprava s krytem z pocínované mědi. a b Obr. 5.14: Soupravy pro výrobu vf cívek: a) s hliníkovým stínicím krytem, b) s krytem z pocínované mědi Mikrovlnné absorpční materiály Mikrovlnné absorpční fólie (Microwave Absorber Sheets) vyrábí celá řada firem. Většinou jsou samolepicí, takže práce s nimi nepřináší větší potíže. Dodávají se v různých tloušťkách a formátech (Obr. 5.15a). Fólie absorbující mikrovlny využívají dva odlišné principy. První typ potlačuje mikrovlny s využitím magnetických ztrát v materiálu (viz Obr. 5.15b). V tomto případě je do silikonu, nebo do jiného gumového materiálu vmíchán magnetický materiál (většinou ferit). Část energie vstupujících mikrovln se v absorpční feritové vrstvě přemění v teplo díky vířivým proudům. Zahřívání je však minimální a odvod tepla není nutný. Potlačené spektrum kmitočtů se v tomto případě liší pouze podle použitých magnetických materiálů. Materiál jako takový je nevodivý a lze jej proto přímo nalepit na pouzdra integrovaných obvodů. Tento typ absorpčních fólií je účinný pro široký frekvenční rozsah od několika stovek MHz až jednotky GHz. Konstrukce elektronických zařízení 113 ca b feritový prášek absorpční fólie vlna odražená od zadní vrstvy absorpční fólie kovová vrstva vlna odražená od přední vrstvy Obr. 5.15: a) Samolepicí mikrovlnná absorpční fólie, b) absorpce mikrovln feritovým práškem, c) potlačení mikrovlnného rušení odrazem Druhý typ absorpčního materiálu pracuje na odlišném principu. Absorpční fólie odráží mikrovlny jak z přední, tak i ze zadní vrstvy fólie (Obr. 5.15c). Dvě odražené vlny se navzájem překrývají, ale v důsledku rozdílu ve vzdálenosti uražené každou z vln. Pokud budou fáze vln odražených předním a zadním povrchem navzájem posunuty o 180°, obě vlny se vzájemně vyruší a mikrovlnné vlnění je potlačeno. Ve skutečnosti nejsou amplitudy ani kmitočty odražených vln úplně stejné, takže část energie rušivého vlnění zůstane nepotlačena. Výsledkem je, že tento typ absorpční fólie velmi účinně potlačí mikrovlny v okolí určitého kmitočtu a ostatní kmitočty zůstanou nepotlačeny. Tento typ absorpční vrstvy je účinný pro kmitočtové pásmo od jednotek GHz až do několika desítek GHz. Mikrovlnné absorpční fólie na bázi feritu mohou být vlepeny dovnitř přístrojových skříní, nebo se připevní jako stínění mezi dvě desky plošných spojů. Některé absorpční fólie vykazují vysokou tepelnou vodivost a mohou být aplikovány přímo na pouzdra integrovaných obvodů (Obr. 5.16a). a b zdroj rušení procesorDPS vf vstup mikrovlnná absorbční fólie vysokofrekvenční zesilovač směšovač mezifrekvenční zesilovač mezifrekvenční výstup absorbční fólie Obr. 5.16: Příklady použití mikrovlnné absorpční fólie: a) potlačení vf rušení mezi sousedními DPS pomocí absorbční fólie na bázi feritu, b) potlačení vazeb v satelitním přijímači absorbční fólií na bázi odrazu vln 114 Fakulta elektrotechniky a komunikačních technologií VUT v Brně Typy absorpčních materiálů, které potlačují rušení na bázi odrazu vln, jsou účinné jen vůči omezenému okruhu kmitočtů. Na Obr. 5.16b je uveden příklad použití tohoto typu materiálu pro zamezení interferencí mezi jednotlivými stupni satelitního přijímače, který mikrovlnný signál zesiluje a současně transformuje do nižšího kmitočtového pásma. Nalepená absorpční fólie účinně zabraňuje oscilacím zesilovacího obvodu v důsledku rezonance dutin a potlačuje parazitní vazby mezi jednotlivými obvody. 5.2.2 Ochrana vodičů proti vyzařování magnetického pole Výkonové vedení k zátěži, které může být zdrojem rušivého magnetického pole, je vhodné vést zkrouceným dvouvodičem (tzv. twist). Nesmí však být vytvořena žádná jiná paralelní vodivá cesta. Na Obr. 5.17a je uvedeno nesprávné provedení. Spojením bodů X a Y vznikne nesymetrie, zemním vodičem teče proud i3 = i1 – i2 a kompenzační účinek zkroucených vodičů se zmenší. Správný způsob připojení je naznačen na Obr. 5.17b. Vzájemně opačný proud v obou vodičích a zkroucení vodičů vyvolá kompenzaci magnetického pole. Poznámka: Spojení v bodech X a Y nemusí být jen přímé, podobně působí např. i nesymetrie kapacity zátěže. Ke zmenšení parazitních nesymetrií se doporučuje vést zkroucené vodiče těsně podél zemní plochy a dodržovat minimální velikost plochy možných parazitních smyček. Pro vedení signálů o velkých úrovních je výhodnější užít souosý kabel. V tomto případě se nejedná o stínění, jak bylo popisováno dříve, ale o kompenzaci magnetického pole, vznikajícího průchodem proudu vnitřním vodičem souosého kabelu. Příklad nesprávného užití souosého kabelu, které nemá na potlačení magnetického pole prakticky žádný účinek je uveden na Obr. 5.17c. Správný způsob použití souosého vedení pro stínění a kompenzaci rušení je uveden na Obr. 5.17d. Vně souosého kabelu pak nevzniká žádné rušivé pole. a i1 b NESPRÁVNĚ uGZ NESPRÁVNĚ uGZ i2 i3 B 0 Y X i1 SPRÁVNĚ uGZ i2=i1 B = 0 i1B 0 i1 cdSPRÁVNĚ uGZ i1B = 0 i2=i1 Obr. 5.17: a) Neúplná kompenzace magnetického pole, b) správné připojení zátěže ke zdroji nevyvolává rušivé magnetické pole, c) d) nesprávné a správné užití souosého kabelu pro potlačení rušivého magnetického pole Konstrukce elektronických zařízení 115 5.3 Ekvipotenciální stínění V náročných aplikacích může být na závadu pronikání rušivého signálu nežádoucí vodivou drahou do vodiče nesoucího užitečný signál. Svodové proudy, které se plíží po povrchu plošného spoje, přesáhnou snadno úroveň vstupního proudu řídicí elektrody unipolárního tranzistoru. Vliv svodových proudů se uplatňuje především u unipolárních tranzistorových zesilovačů, nebo u operačních zesilovačů s unipolárními tranzistory na vstupu. Svodový odpor 12 10  mezi napájecím rozvodem a vstupem operačního zesilovače, ve všeobecné elektronice považovaný spíše za izolant, vyvolá na DPS svodový vstupní proud 15 pA. To je o jeden řád nad vstupním klidovým proudem běžného unipolárního zesilovače. Pro dovršení obtíží mají svodové proudy nestálou povahu, protože jsou neseny elektrony i pomalými ionty. Každá změna elektrostatického pole (např. po zapnutí) se projeví pomalým přerozdělováním iontů a odpovídajícími dlouhými, až hodinovými přechodnými ději spojenými s ustalováním přenášeného náboje. Nosným prostředím svodových proudů je elektrolytická kaše na povrchu součástek, vzniklá z prachu, z otisků prstů a ze zbytků pájecích tavidel, která se aktivuje poutanou vlhkostí nebo orosením. Pasivní ochrana, která vede k přerušení cesty nepravého vstupního klidového proudu, je umístění kritického uzlu na dobrý izolant. Nejčastěji se k tomuto účelu používá teflonem izolovaná pájecí svorka (viz Obr. 5.18a, b). Teflonové tělísko se zamáčkne do otvoru v DPS a do něj se zalisuje střední pájecí svorka (Obr. 5.18c). Na pájecí svorku se pak připájí všechny kritické vývody. Tento způsob ochrany je však značně pracný a proto se užívá jen v nejnáročnějších případech. a b c pájecí svorka DPS teflon Obr. 5.18: Pasivní ochrana proti svodovým proudům pomocí pájecí svorky zalisované v teflonovém tělísku Druhý způsob řeší uvedený problém aktivně pomocí tzv. aktivní izolace. Jeho zvláštním případem je izolace zemí, kterou vysvětlíme na příkladu zapojení fotodetektoru na Obr. 5.19a. Vzhledem k tomu, že se na napětí převádí velmi malé proudy tekoucí fotodiodou, je použit operační zesilovač se vstupními proudy jednotek fA. Protože neinvertující vstup OZ je připojen na nulový potenciál, bude se díky záporné zpětné vazbě invertující vstup udržovat také přibližně na nulovém potenciálu (tzv. virtuální nula). Aby do tohoto bodu netekly svodové proudy, obkrouží se kritické místo na DPS uzemněným prstencem (viz Obr. 5.19b). Vnější povrchové proudy, které směřují do kritických vnitřních bodů, jsou tímto prstencem zachyceny a svedeny k zemi. Protože napětí na invetujícím vstupu OZ je při provozu velmi malé (řádově desítky µV), je izolace mezi vnitřními body a prstencem namáhána jen tímto malým zbytkovým napětím. Pokud je pro realizaci obvodu použit oboustranný plošný spoj doporučuje se shodný prstenec realizovat i na druhé straně plošného spoje. V případě vícevrstvé DPS se ve vnitřní vrstvě doporučuje pod kritickým místem realizovat vodivou plochu, která se připojí na stejný 116 Fakulta elektrotechniky a komunikačních technologií VUT v Brně potenciál jako prstenec. Pokud je DPS chráněna izolačním lakem, nesmí být tímto lakem překryt spoj realizující ochranný prstenec. Povrchová aktivní izolace však nechrání kritický uzel proti vnitřním, resp. objemovým svodům proudům v desce plošného spoje. Jestliže tyto svody vadí, je nutno pro výrobu DPS užít materiály s označením GT, GTX vyrobené na bázi skelné tkaniny sycené polytetrafluoretylenem (teflon), které se vyznačují velmi nízkými povrchovými i objemovými svodovými proudy. a b FD RZV +UN  u0 =   UREF OZ UN UREF OUT FD GND RZV -IN NC NC +IN OUT -UOZ -UN +U +UN NC OUT Obr. 5.19: Ekvipotenciální stínění: a) Ochrana citlivého vstupu OZ izolačním prstencem, b) doporučený plošný spoj Na Obr. 5.20 je ukázáno rozvinutí techniky ekvipotenciálního stínění na jiné případy. Napěťový sledovač (Obr. 5.20a) je připojen k vysokoimpedančnímu napěťovému zdroji. Plášť koaxiálního kabelu a izolační prstenec kolem neinvetujcího vstupu OZ jsou připojeny k výstupu OZ. Protože zesilovač v tomto uspořádání má jednotkový přenos, tj. u0 ≈ uG, budou neinvertující vstup a střední vodič vstupního kabelu při jakémkoli signálovém buzení obklopeny nulovým elektrostatickým polem (obdoba techniky bootstrap). Povrchové iontové proudy, vyvolané vstupní signálovou změnou, odvádí výstup OZ. Protože stíněný kabel představuje pro OZ kapacitní zátěž, což by mohlo vést k jeho rozkmitání, je pro oddělení této zátěže použit rezistor o odporu 100 Ω. Protože proudy tekoucím tímto rezistorem jsou zanedbatelně malé, nevznikne na rezistoru téměř žádný úbytek napětí. a b uG 100R +UN   u0 OZ UN RG uG 100R +UN   u0 OZ1 UN RGR2+UN   OZ2 UN R1 u2 uG u1 uG Obr. 5.20: Aktivní izolace: a) izolace vstupu napěťového sledovače, b) izolace vstupu neinvertujícího zesilovače Konstrukce elektronických zařízení 117 Aktivní izolace vstupu zesilovače s velkým vstupním odporem ekvipotenciálním stíněním je naznačena na Obr. 5.20b. Dobrého stínicího účinku vůči nežádoucím vlivům je dosaženo tím, že zdroj pomocného napětí se zesilovačem OZ2, na jehož výstup je stínění připojeno, vytvoří přibližně stejné napětí, jako je na středovém vstupním vodiči. Díky 100 % záporné zpětné vazbě má zdroj pomocného napětí s OZ2 velmi malý výstupní odpor (pod 1 Ω) a zesilovač se tedy chová jako „tvrdý“ zdroj napětí. Rezistor o odporu 100 Ω slouží i zde jako ochrana proti rozkmitání velkou kapacitní zátěží, kterou představuje pro OZ2 stíněný kabel. 118 Fakulta elektrotechniky a komunikačních technologií VUT v Brně Použitá literatura [1] BRANDER, T., GERFER, A., RALL, B. Trilogy of Magnetics. Würth Elektronik, Waldenburt 2009, ISBN 978-3-89929-157-5 [2] SVAČINA, J. Elektromagnetická kompatibilita. Vysoké učení technické v Brně, Brno 2001, ISBN 80-214-1873-7 [3] SVAČINA, J. Základy elektromagnetické kompatibility (EMC). Část 3: Způsoby omezování rušení – odrušovací prostředky a elektromagnetické stínění. Elektrorevue, www. elektrotrevue.cz, 2000/4128.11.2000 [4] CHATTERTON, P.A., HOULDEN, M.A. EMC - Electromagnetic Theory to Practical Design. John Wiley, New York 1992 [5] HABIGER, E. Elektromagnetische Verträglichkeit. Hüthig Buch Verlag, Heidelberg 1992 [6] RODEWALD, A. Elektromagnetische Verträglichkeit - Grundlagen, Experimente, Praxis. Vieweg Verlag, Wiesbaden 1995 [7] PEIER, D. Elektromagnetische Verträglichkeit - Problemstellung und Lösungsansätze. Hüthig Buch Verlag, Heidelberg 1990 [8] KEISER, B. Principles of Electromagnetic Compatibility. Artech House, Norwood 1987 [9] VACULÍKOVÁ, P., VACULÍK, E. aj. Elektromagnetická kompatibilita elektrotechnických systémů. Grada Publishing, Praha 1998 [10] PAUL, C. R. Introduction to Electromagnetic Compatibility. John Wiley, New York 1992 [11] SCHWAB, A. J. Elektromagnetische Verträglichkeit. Springer Verlag, Berlin 1991 [12] LINEAR TECHNOLOGY. LTC 6268-10/LTC 6269-10: 4 GHz Ultra-Low Bias Current FET Input Op Amp. Data Sheet. Linear Technology Corporation [13] TEXAS INSTRUMENTS. LMP7721 3-Femtoampere Inpu Bias Current Precision Amplifier. Data Sheet. Texas Instruments Incorporated Konstrukce elektronických zařízení 119 6 Parazitní jevy a jejich potlačení 6.1 Potlačení rušení na přívodních vodičích Rušivé signály v zásadě do zařízení pronikají třemi způsoby: elektromagnetickým zářením, kontaktně po vedení nebo kolem vedení, kdy na vedení musíme pohlížet jako na vf vedení, v němž se energie šíří elektromagnetickým polem kolem vodičů. Přitom je třeba mít na zřeteli, že při vhodných podmínkách může rušivý signál šířený po vedení využít toto vedení jako vysílací anténu a pokračovat ve formě elektromagnetického pole. Obdobně může nastat i opačný jev, kdy rušivé elektromagnetické pole může být zachyceno vedením nebo další částí zařízení jako přijímací anténou a dále se šířit „po vedení“. O tom, zda rušivý signál přijde k chráněnému zařízení po vedení, nebo polem, rozhoduje především konkrétní konfigurace zdroje a přijímače rušení, charakter prostředí, vzájemná vzdálenost, způsob propojení apod. 6.1.1 Potlačení rušení na nesymetrickém vedení Vysokofrekvenčnímu rušení je tradičně vymezena oblast nad 9 kHz, často se však uvažuje oblast až od 150 kHz výše. Rušení nad 150 kHz bývá zpravidla také označováno jako rádiové rušení. V méně náročných případech se na vstupu citlivých zařízení buzených nesymetricky užívají RC filtry. Na vyšších kmitočtech je však na závadu sériová parazitní indukčnost kapacitoru, která způsobuje zvyšování impedance kapacitoru na vysokých kmitočtech. Lepších výsledků se dociluje s LC filtry osazenými třívývodovými průchozími kapacitory, které mají parazitní indukčnost podstatně nižší (viz Obr. 6.1a). Na místě induktoru se pak užije tzv. feritová perla, realizovaná obvykle jako SMD vícevrstvový induktor (viz Obr. 6.1b). Odrušovací filtry LC se vkládají jak do signálových přívodů, tak i do napájecích přívodů (Obr. 6.1c). Do napájecích přívodů je však nutno vybrat součástky, které snesou příslušné proudové zatížení. c a b signálové přívody napájecí přívody 1A 1A 2A 2A 3A +12 V +3,3 V Obr. 6.1: a) Feritová perla (vícevrstvový SMD induktor), b) třívývodový průchozí kapacitor, c) odrušovací filtry na vstupních přívodech 120 Fakulta elektrotechniky a komunikačních technologií VUT v Brně Příklad konstrukčního řešení zásuvné karty do PC s odrušenými signálovými je uveden na Obr. 6.2. Signálové vodiče přiváděné do zásuvné karty konektorem jsou ihned na vstupu odrušeny LC filtry s feritovými perlami a třívývodovými kapacitory. Zásuvná karta má na čelní straně kovový držák, který je šrouby spojen na zemní vodič zásuvné jednotky. To proto, aby vf impedance zemního spoje k zemnicí vrstvě zůstala nízká. Připojení držáku k zemnicí vrstvě vodičem by totiž vneslo do zemního spoje nežádoucí parazitní indukčnost. Kovový držák je pak dalším šroubem vodivě spojen s kovovou skříní zařízení. Každý signálový vodič je ošetřen LC filtrem s feritovou perlou a třívývodovým průchozím kapacitorem. Boční vývody kapacitorů jsou co nejkratším způsobem spojeny prokovenými otvory s vnitřní zemnicí vrstvou desky plošných spojů. kovová skříň zařízení kovový držák SMD třívývodový kapacitor prokovené otvory do vnitřní zemnicí vrstvy zásuvná jednotka prokovené otvoryDPS šrouby propojují držák na zem zásuvné jednotky SMD feritová perla Obr. 6.2: Příklad konstrukčního řešení zásuvné jednotky do PC s odrušenými signálovými přívody V náročnějších případech musíme na vstupní vedení pohlížet jako na vf vedení, v němž se energie šíří elektromagnetickým polem kolem vodičů. Jakákoliv nehomogenita vedení, např. prosté zablokování přívodů kapacitorem mezi sebou nebo se zemním vodičem, způsobí odrazy vf energie a její šíření v různých formách do celého obvodu. Je třeba podotknout, že stejnou pozornost je nutno věnovat i napájecím přívodům. K potlačení vf rušení se v tomto případě užívají průchodkové kapacitory upevněné v uzemněné kovové stínicí přepážce (viz Obr. 6.3). Pro zlepšení filtračních vlastností je možno na průchozí vodič průchodkového kapacitoru navléknout jednootvorovou feritovou perlu. Stínicí přepážku je možno, na rozdíl od elektrostatického stínění, uzemnit ve více bodech. Konstrukce elektronických zařízení 121 a b průchodkové kapacitory c Obr. 6.3: Odrušení signálových spojů: a) průchodkový kapacitor se šroubením, b) na připájení nízkotavnou pájkou, c) stínicí kovová přepážka s průchodkovými kapacitory Stínicí přepážka, ve které jsou upevněny průchodkové kapacitory, se nemá používat současně k zamezení šíření vf rušení a k elektrostatickému stínění signálu. Správné je použít dva paralelní stínicí systémy, první proti pronikání vf rušení a druhý pro elektrostatické stínění. Na Obr. 6.4 je uveden příklad uspořádání filtru zamezujícího pronikání vf rušení přes napájecí přívody do elektrostaticky odstíněného vstupního zesilovače, který je od hlavní části zařízení galvanicky oddělen. Stínicí přepážka je se stínicím krytem vodivě spojena šrouby s navlečenými distančními trubičkami. Připomeňme, že pokud je zesilovač galvanicky oddělen, musí být stínicí kryt připojen k zemi galvanicky oddělené části. Jinak může dojít i ke zhoršení rušení. Charakteristické impedance napájecích a vstupních vedení bývá 50 Ω až 1 kΩ. Pro 1 MHz se proto obvykle volí L = 10 µH a C = 1 nF. průchodkový kapacitor (1nF) přepážka vodivě spojena se stínicím krytem galvanicky oddělená zem na DPS samostatná kovová přepážka kovový stínicí kryt napájecí přívody 5 závitů na toroidním jádře nebo jednootvorová feritová perla stínicí kryt spojen se zemí galvanicky oddělené části v jediném bodě Obr. 6.4: Odrušení napájecích přívodů elektrostaticky stíněného zesilovače Pro různé účely je k dispozici celá řada průchodkových kapacitorů. Pro signálové spoje se užívají kapacitory s průměrem průchozího vodiče 0,5 mm s kapacitou 100 pF až 6,8 nF, pro napájecí přívody s proudy až 10 A jsou k dispozici kapacitory s průměrem vnitřního vodiče 0,8 mm o kapacitách 1 nF až 8,2 nF a pro výkonové přívody s proudy 16 A až 200 A se používají kapacity 1 µF až 4,7 µF. I když průchodkové kondenzátory představují nejúčinnější způsob odrušení, užívají se stále méně. Tento způsob odrušení je totiž velmi náročný na ruční práci, což zvyšuje finální cenu zařízení. Proto je velká snaha konstruktérů potlačit rušení již na úrovni desek plošných 128 Fakulta elektrotechniky a komunikačních technologií VUT v Brně c = A V I RP1 RP2 R proudové svorky napěťové svorky U a b RZ RS snímací rezistor U > 0 I 0,1 + +8V R210K0 R410K0 chladič proudový posilovač   +15V 15V 68n 68n R1 100K R3 100K 47µ Obr. 6.13: a) Čtyřsvorkové měření rezistoru, b) čtyřsvorkový rezistor, c) využití čtyřsvorkového rezistoru ve zdroji proudu 6.2.3 Vazba signálových obvodů na odporu přívodů Je-li část zemního vodiče společná jak pro vstupní, tak pro výstupní obvod zesilovače, vznikne na něm vlivem procházejícího výstupního proudu úbytek napětí vyvolávající v obvodu zpětnou vazbu. Tato vazba mezi výstupem a vstupem je obvykle způsobena uzemněním zátěže do nevhodného bodu (Obr. 6.14), kdy na úseku RP, který je společný pro vstupní i výstupní obvod, vzniká zpětná vazba. Přenosová funkce obvodu uvedeného na Obr. 6.14 je dána vztahem       PZ Z Z P Z P . 11       O G A R R uAR u R R A R R A Je-li zesílení zesilovače A kladné (zesilovač je neinvertující), pak tato zpětná vazba zvětšuje vstupní signál a tedy i zesílení obvodu. Pro invertující zesilovač se zesílením A < 0 zpětná vazba způsobuje zmenšení zesílení obvodu. V obvodu bez vazby mezi vstupním a výstupním obvodem zesilovače bude R = 0 Ω a uO/uG = A. Obdobně pro RZ = ∞ je také uO/uG = A. Nemá-li se vlivem parazitní zpětné vazby na odporu přívodu změnit zesílení o více než 1 %, pak se dá z předchozího vztahu odvodit podmínka     ZZ P ZP 1,01 , resp. . 1 101 1     AR R AR R R A A Konstrukce elektronických zařízení 129 Předpokládáme-li typicky A = -200 a RZ = 1 kΩ, pak pro odpor přívodu dostaneme hodnotu RP ≤ 50 mΩ. Odpor přívodu pouhých 50 mΩ (např. 10 cm plošného spoje tloušťky 70 µm o šířce 0,5 mm) tedy změní zesílení zesilovače o 1 %. Vliv odporu přívodu se však neprojeví pouze na změně zesílení, ale změní se i výstupní impedance zesilovače. Předpokládáme-li, že v probíraném příkladu by byla výstupní impedance bez zpětné vazby nulová, vliv společného odporu RP = 50 mΩ ji zvětší při invertujícím zesilovači na ROUT = (1 – A) RP ≈ 10 Ω. U neinvertujícího zesilovače (A > 1) je vlivem zpětné vazby výstupní odpor záporný. To znamená, že se připojením zátěže výstupní napětí zvětší. Zesilovač je potenciálně nestabilní. Z uvedeného rozboru je zřejmé, že konstrukci musíme cíleně volit tak, aby vstupní a výstupní proud zesilovače neprocházel společným vodičem. To je také jeden z důvodu, proč analogovou zem je příhodné rozdělit na signálovou a výkonovou zem a spojit je až v centrálním zemnicím bodě celého zařízení. ~RZ uG A RP napájecí zdroj uO iZ Obr. 6.14: Vazba signálových obvodů na odporu přívodů 6.3 Termoelektrické napětí Při vedení spojů k jednotlivým součástkám se nevyhneme propojení vodičů z různých kovů. Takový spoj, který je vystaven nestejným místním teplotám, je zdrojem tzv. termoelektrického napětí. Velikost tohoto napětí závisí na konkrétní kombinaci dvou spojených kovů a na rozdílu jejich teplot   TH AB 2 1 .U a T T Materiálová (termoelektrická) konstanta αAB závisí na konkrétní kombinaci kovů A, B. V Tab 6.1 jsou uvedeny konstanty některých materiálů proti mědi. Zde slitina Cd/Sn je nízkoteplotní pájka, Pb/Sn je obyčejná cínová pájka, spoj Cu – CuO přísluší oxidované měděné svorce. Na styku dvou stejných kovů termoelektrické napětí nevznikne (αAA ≈ 0). Tab 6.1: Termoelektrické konstanty některých materiálů proti mědi Materiály A - B Termoelektrická konstanta αAB (µV/°C Cu – Cu < 0,2 Cu – Ag 0,3 Cu – Au 0,3 Cu – Cd/Sn 0,3 Cu – Pb/Sn 1 až 3 Cu – Si 400 Cu – Kovar 40 Cu – CuO 1000 130 Fakulta elektrotechniky a komunikačních technologií VUT v Brně Z uvedené rovnice vyplývají dvě konstrukční zásady pro potlačení nežádoucích termoelektrických napětí: použití jediného kovu, nebo úplné vyrovnání teplot. První zásada je nepoužitelná v systémech obsahujících různorodé elektronické součástky (viz Obr. 6.15a). Nechtěné termoelektrické spoje vznikají v samotných součástkách, v jejich styku s mědí a pájkou plošného spoje, v signálových přívodech vedených přes konektor, na vstupních svorkách apod. Ani druhá zásada není snadno realizovatelná v soustavě, která mění elektrickou energii v teplo. K potlačení nežádoucích termoelektrických napětí jsou nutné promyšlenější postupy. Teplotní rozdíly ve vstupní části zesilujícího obvodu musí být co nejmenší. Působení sálavého tepla a volně cirkulujících vzdušných proudů zabrání masivní uzavřená kovová krabice. Teplo přiváděné po signálových a napájecích přívodech se omezí zmenšením jejich průřezu a teplotním zkratem do kostry (masivní měděné vstupní svorky). Teplo generované uvnitř krabice musí být malé. Klidový příkon aktivních součástek se volí co nejmenší. Výkonové členy je lépe umístit mimo teplotně chráněnou oblast. Teplotní rozdíly nelze zcela vyloučit, ale je možné je usměrnit tak, aby nevadily. Pokud je to možné, navrhne se zařízení obvodově souměrné a symetrie se vyjádří konstrukčně i topologicky, viz náčrt uvedený na Obr. 6.15b. Kritické párové součástky se umístí podle osy tepelné symetrie. Aktivní součástky (operační zesilovače, tranzistory) a další zdroje tepla se uloží na osu symetrie nebo souměrně podle ní, jsou-li v páru. Vyvolané teplotní pole zasáhne citlivé párové součástky stejnou měrou a jejich termoelektrická napětí se vyruší. To je samozřejmě ideální případ, ke kterému je možno pouze se přiblížit. Rovnoměrnému rozložení teploty na DPS napomáhá i horní souvislá vrstva měděné fólie plošného spoje, která vytváří tepelný zkrat. Odhalení a potlačení termoelektrických napětí v hotovém přístroji vyžaduje dost úsilí, trpělivosti a zkušeností. Na výsledek každého zákroku teplou pájkou je nutno čekat až hodinu, až se obnoví tepelná rovnováha. Poznamenejme však, že se uvedené zásady nemají přeceňovat a v běžných případech se termoelektrická napětí mohou zanedbat. Stačí je vyhledat, když se objeví obtíže. a b CrNi PbSn Cu Au PbSn Ag-Ni-Sn masivní kovová krabice deska plošného spoje jiné zdroje tepla (aktivní filtr, posilovač apod.) osa tepelné symetrie horní měděná fólie oboustranného plošného spoje působí jako tepelný zkrat teplotní gradient masivní Cu svorky Obr. 6.15: a) Nežádoucí termoelektrické spoje v systému obsahujícím různorodé součástky, b) symetrická konstrukce cílená na potlačení termoelektrického napětí Konstrukce elektronických zařízení 131 6.4 Vliv parazitních impedancí Otázkou potlačování nežádoucích vazeb mezi jednotlivými obvody se zabývala kapitola o stínění obvodů. U každého reálného obvodu se však setkáváme s řadou dalších vnitřních kapacitních nebo induktivních vazeb. Mohou to být vnitřní kapacity nebo indukčnosti použitých součástek, nebo kapacity a vzájemné indukčnosti mezi libovolnými body zapojení. Vliv těchto parazitních impedancí se uplatňuje obecně od tím nižších kmitočtů, čím větší jsou impedance a zisky zesilovacích stupňů ve sledovaném obvodu. V této kapitole si povšimneme některých důsledků, které parazitní impedance způsobují ve vlastním obvodu. Millerova kapacita Pokud při návrhu plošných spojů bude výstupní vodič invertujícího zesilovače veden v blízkosti vstupního přívodu, může vzniklá parazitní kapacita CP značně ovlivnit šířku kmitočtového pásma zesilovače (Obr. 6.16a). Parazitní kapacita CP mezi vstupem a výstupem se v tomto případě jeví mezi vstupem zesilovače a zemním vodičem jako tzv. Millerova kapacita CM = (1-A) CP (Obr. 6.16b). Tato kapacita tvoří společně s vnitřním odporem RG budicího generátoru dolní propust s mezním kmitočtem fm = 1/2π RG CM, kdy nastává pokles zisku o 3 dB. Např. pro zesilovač se zesílením A = -200, CP = 50 pF, RG = 1kΩ bude mezní kmitočet takovéhoto zesilovače jen 16 kHz. Podobným způsobem se projevuje i vnitřní parazitní kapacita CBC přechodu mezi kolektorem a bází tranzistoru, která prakticky znemožňuje použití zapojení tranzistoru se společným emitorem jako vf zesilovače. Parazitní kapacita CBC (viz Obr. 6.17a) se totiž jeví na vstupu tranzistoru v zapojení SE, který má napěťové zesílení AU ≈ –gm RC (zde gm je strmost tranzistoru), jako daleko větší Millerova kapacita CM = (1 – AU) CBC, AU < 0. Tato kapacita tvoří společně s vnitřním odporem RG budicího zdroje dolní kmitočtovou propust (Obr. 6.17b), která omezuje kmitočtové pásmo zpracovaného signálu. Např. pro CBC = 5 pF, RG = 1kΩ, AU = - 200, bude CM ≈ 1 nF a k omezení kmitočtového pásma začne docházet již od kmitočtu fm = 1/2π RG CM ≈ 160 kHz. a ~ RG uG A < 0 uO CP 1K0 b ~ RG uG A < 0 uO CM 1K0 CM = (1-A)CP Obr. 6.16: a) Parazitní kapacita mezi vstupem a výstupem invertujícího zesilovače, b) náhradní model s Millerovou kapacitou Snaha zmenšit tuto nežádoucí kapacitu vedla k vývoji nových aktivních prvků jako například tranzistorů řízených polem se dvěma řídicími elektrodami, speciálních typů bipolárních tranzistorů se zmenšenou kapacitou přechodu kolektor-báze, nebo k návrhu zapojení, u nichž je vliv nežádoucí kapacity potlačen. Jako příklad uvedeme kaskodové zapojení tranzistorů na Obr. 6.17c. Tranzistor T1 zde pracuje v zapojení se společným emitorem (SE) a tranzistor T2 v zapojení se společnou bází (SB). V kolektoru tranzistoru T1 je zde místo kolektorového odporu použit vstupní odpor zapojení SB, který má hodnotu Rvst ≈ 1/gm. Proto 132 Fakulta elektrotechniky a komunikačních technologií VUT v Brně bude zesílení signálu na kolektoru T1 jednotkové AU1 = - gm Rvst = - gm / gm = -1 a Millerův efekt se prakticky neuplatní. Napěťové zesílení kaskódového zesilovače na kolektoru T2 zůstává stejné AU2 ≈ – gm RC. Na vstupu T1 bude nyní Millerova kapacita CM = 2 CBC. b CM RG uG a uG RG u1uO RC +UN AU -gm RC CBC c u1 uO T2 T1 +UN RC 1 UB AU1 AU2 -gm RC CM = (1 - AU) CBC ~1K0 T1~1K0 T1 Obr. 6.17: a) Vliv parazitní kapacity na zapojení SE, b) k vysvětlení Millerova jevu, c) kaskódové zapojení Vliv parazitních kapacit a indukčností na vlastnosti zesilovače Jak malá parazitní kapacita již může zhoršit vlastnosti zesilovače, ukážeme na příkladu obvodu naznačeného na Obr. 6.18. Uvažujme zesilovač, který má zpracovat vstupní signál 10 mV s odstupem od ostatních signálů alespoň o 60 dB. Odpor zdroje signálu uvažujme např. RG = 1 kΩ. Odstupu 60 dB od 10 mV odpovídá 1000x menší přípustný rušivý signál, tj. 10 µV. Pokusme se určit, jaká může být největší parazitní kapacita mezi vstupem zesilovače a zdrojem rušení o napětí 10 V/50 Hz. Z předchozí úvahy vyplývá, že zdroj rušení smí vyvolat na rezistoru RG úbytek napětí nejvýše 10 µV. Úbytku 10 µV na 1 kΩ odpovídá proud 10 nA. Reaktance kapacitoru XC = 1/ω CP, kterým protéká při kmitočtu 50 Hz proud 10 nA, může mít maximálně hodnotu XC ≈ 10 V/10 nA = 109 Ω. Z toho vyplývá, že kapacita CP = 1/(ω XC) smí být pouze 3 pF (tj. např. sousední plošné spoje vedené paralelně v délce 5 cm). Vidíme, že přípustná parazitní kapacita je velmi malá i u zesilovače s běžnými středními impedancemi vstupních obvodů. Proto se většinou v náročnějších vstupních obvodech neobejdeme bez speciálních opatření, jako jsou stíněné vodiče, proložení sousedních plošných spojů uzemněným plošným spojem, oddálení sousedících vodičů apod. uR ~ RG uG A uO CP 1K0 ~ Obr. 6.18: K určení vlivu parazitních kapacit sousedících vodičů na vlastnosti zesilovače RZ uG A < 0 uO ~LP Obr. 6.19: K určení vlivu parazitní indukčnosti společného přívodu vstupní a výstupní části zesilovače Konstrukce elektronických zařízení 133 Ani ve zdánlivě nízkofrekvenčních obvodech nelze vliv parazitních impedancí podceňovat. Vysvětlíme tvrzení na základě rozboru vlivu parazitní indukčnosti LP na činnost obvodu zesilovače nakresleného na Obr. 6.19. Protože parazitní indukčnost je společná vstupnímu i výstupnímu obvodu zesilovače, vznikne proudová kmitočtově závislá zpětná vazba. Reaktance parazitní indukčnosti XL = |𝑍L| = ωLP = 2π f LP ovlivní modul přenosu obvodu takto   Z ZL . 1 O G uAR u R X A  Pokud se vlivem parazitní zpětné vazby na indukčnosti přívodu nemá zesílení změnit o více než 1 %, lze z předchozího vztahu odvodit podmínku   Z L. 101 1 R XA  Předpokládáme-li typicky A = - 1000, RZ = 1 kΩ, pak reaktance parazitní indukčnosti XL ≤ 0,01 Ω. Požadujeme-li, aby se kmitočtová charakteristika zesilovače nezměnila do kmitočtu 10 kHz o více než 1 %, parazitní indukčnost nesmí být větší než LP = XL/2π f = = 0,01/2π∙104 ≈ 160 nH. Takovou parazitní indukčnost vykazuje např. plošný spoj o délce 130 mm, tloušťce 70 µm a šířce 0,5 mm. Při návrhu plošných spojů je proto nutno zajistit, aby vodič společné vstupní a výstupní části byl vždy co nejkratší. Vliv vzájemných parazitních impedancí na digitální obvody U digitálních obvodů mohou parazitní impedance mezi sousedícími vodiči způsobovat nežádoucí překlopení sousedních digitálních obvodů. Ačkoliv se zdálo, že hodnoty vzájemné kapacity i vzájemné indukčnosti plošných spojů jsou relativně malé, je třeba vzít v úvahu, že čím delší bude společná dráha vodičů, tím budou jejich hodnoty vyšší a navíc dochází k interakci se všemi dalšími sousedními vodiči. Proto je nutno se zabývat při návrhu plošných spojů pro digitální obvody i těmito parazitními vlastnostmi. Parazitní galvanická vazba mezi vodiči vzniká při nedokonalé vzájemné izolaci vodičů, např. při nedokonalém odleptání mědi mezi plošnými spoji při výrobě DPS. Galvanickou vazbu si můžeme zjednodušeně modelovat pomocí parazitního rezistoru RP (Obr. 6.20a). Signál z prvního vodiče se do sousedního přenese v dělicím poměru děliče RP a RG2 || RZ2. Vliv vzájemné kapacity plošných vodičů si můžeme zjednodušeně namodelovat pomocí parazitního kapacitoru CP (viz Obr. 6.20a), který se zátěží sousedního vodiče RP a RG2 || RZ2 tvoří derivační RC článek. Napěťové změny v prvním vodiči vyvolávají v parazitním kapacitoru proud i (t) = CP d u (t)/ d t, který se na zátěži sousedního vodiče převede na napěťové změny. Pokud v prvním vodiči bude docházet ke skokovým změnám napětí, pak se v sousedním vodiči objeví, tzv. derivační špičky. Čím bude parazitní kapacita CP větší, tím větší bude i výška těchto impulsů. V reálném případě, kdy na DPS je celá řada dalších obvodů, je indukovaný proud v daném obvodu ve skutečnosti superpozici všech vzájemně kapacitně spojených obvodů působících na daný plošný vodič. Kromě vzájemné kapacity existuje ještě další, často i důležitější mechanismus interakce sousedících plošných vodičů a to vzájemná parazitní indukčnost MP. Vzájemná indukčnost je přítomna všude tam, kde jsou dvě smyčky proudu. Tyto proudové smyčky vytvářejí magnetická pole, která vzájemně reagují úměrně rychlosti změnám proudu ve smyčce. Vzájemnou indukčnost si můžeme představit jako impulsní transformátorek vložený mezi sousední vodiče (viz Obr. 6.20b). Proudové změny v prvním vodiči vyvolají v sousedním vodiči napětí u (t) = MP d i (t) / d t. Proto budou rychlé proudové změny v prvním vodiči přeneseny 134 Fakulta elektrotechniky a komunikačních technologií VUT v Brně do sousedního vodiče opět jako derivační špičky. V reálném případě je účinek na daný vodič dán superpozicí vlivu vzájemných indukčností od všech ostatních sousedních obvodů. Derivační špičky způsobují v případě analogových obvodů impulsní rušení, v případě číslicových obvodů pak mohou způsobovat tzv. hazardní stavy, kdy může dojít k nežádoucímu překlopení sousedních digitálních obvodů. Vzájemnou parazitní kapacitu či indukčnost lze potlačit vzájemným oddálením sousedních vodičů, zkrácením délky paralelně vedených vodičů, nebo vložením zemního vodiče mezi sousední vodiče. V případě vícevrstvých DPS se pak doporučuje vložit vnitřní zemnicí vrstvu. RG1 RG2 CPi u RZ1 RZ2 RG1 MP i RZ1 RZ2 b c u1u1 u2u2 RG2 RG1 RG2 RP u RZ1 RZ2 a u1u2 Obr. 6.20: Účinek vzájemných impedancí mezi sousedními vodiči na digitální obvody: a) galvanická vazba, b) vzájemná kapacita, c) vzájemná indukčnost 6.5 Přepětí na indukční zátěži Relé, reproduktory a ostatní zařízení s elektromagnety mají impedanci indukčního charakteru. Při vypnutí proudu by bez ochranných obvodů na vinutí těchto součástek vznikla velká přepětí. Velikost napěťových špiček je ve většině případů větší než maximální přípustné napětí UCEmax tranzistoru. Obvykle tyto špičky neodstraní ani stabilizátor napájecího napětí, protože většina stabilizátorů je příliš pomalá a nestačí včas tyto rázy omezit. Přepěťové rázy je třeba potlačit přímo v místě vzniku připojením paralelního členu k cívce. K tomuto účelu se dají použít diody, rezistory, nelineární rezistory, referenční diody, kapacitory a jejich kombinace. Pro běžné použití je nejvhodnější dioda (Obr. 6.21a), která je zapojena vzhledem k napájecímu napětí vždy v závěrném směru. Po odpojení napájecího zdroje se indukčnost vinutí snaží zachovat původní velikost a směr proudu přes diodu, která je v tomto okamžiku pólována v propustném směru. Tím je zamezeno vzniku přepětí, ale zpožďuje se tím poněkud odpad kotvy relé vlivem procházejícího proudu. Dobu odpadu lze zkrátit rezistorem zapojeným v sérii s diodou (Obr. 6.21b), čímž se zvětší odpor diody v propustném směru. Zde ovšem připouštíme napěťovou špičku nad napětí zdroje UN a to o velikost ICR + UP, přičemž UP značí tzv. prahové napětí na diodě v propustném směru a IC proud, který tekl cívkou před rozpojením tranzistoru a cívka se tento proud snaží udržet na stejné hodnotě a ve stejném směru i po jeho rozpojení. Protože po rozpojení tranzistoru UCE = UN + ICR + UP musíme odpor rezistoru R dimenzovat tak, aby vyhovoval podmínce Konstrukce elektronických zařízení 135 CEmax N P C . U U U RI   Jsou-li k dispozici různá napájecí napětí, můžeme též použít zapojení podle Obr. 6.21c, v němž je dioda připojena na pomocné napětí U, přičemž musí platit U > UN a UCEmax > U + UP. Podobně je nutno ochránit koncový stupeň audiozesilovače (Obr. 6.21), protože reproduktor představuje induktivní zátěž a přepětí, které na reproduktoru může vzniknout při vypnutí zesilovače, může zničit jeho koncové tranzistory. Protože není známo, v jaký okamžik dojde k vypnutí zesilovače, je nutno chránit zesilovač jak pro kladné, tak i záporné vybuzení výstupu. K tomu slouží dvě diody D1, D2, které za běžného provozu jsou pólovány v závěrném směru. Do propustného směru jsou diody otevřeny až v okamžiku vypnutí zesilovače. a +UN vinutí relé D T b +UN D T R c d výkonový zesilovač +50 V -50 V D1 D2 +UN D T +U Obr. 6.21: Odstranění přepěťových špiček na indukční zátěži pomocí diod 136 Fakulta elektrotechniky a komunikačních technologií VUT v Brně Použitá literatura [1] ŽÁČEK, J.; KŰNZEL, K. EMC v technické praxi IV: Omezování rušení v oblasti vysokých kmitočtů. Automa, 2006, roč. 12, č. 7, s. 64-67. [2] ŽÁČEK, J.; KŰNZEL, K. EMC v technické praxi II: Rušivé signály, jejich zdroje a šíření. Automa, 2006, roč. 12, č. 3, s. 102-105. [3] SVAČINA, J. Základy elektromagnetické kompatibility 1 – 6. Elektrorevue, 20002001. Dostupné na http://www.urel.feec.vutbr.cz/EncyklopedieEMC/index.php [4] SVAČINA, J. Elektromagnetická kompatibilita: principy a poznámky. Vysoké učení technické v Brně, Brno 2001, ISBN 80-214-1873-7 [5] ARMSTRONG, K. Advanced PCB design and layout for EMC. Part 2 – Segregation and Interface Suppression, UK EMC Journal, 2010 [6] ARMSTRONG, K. Design Techniques for EMC, Part 4: Shielding. UK EMC Journal, 2007 [7] ARMSTRONG, K. Design Techniques for EMC and signal integrity, Part 5: PCB design and layout. UK EMC Journal, 2007 [8] MURATA: Noise suppression filter guide: Characteristics of common mode choke coils for signal lines and now to choose one, Murata, 2016 Konstrukce elektronických zařízení 137 7 Pasivní obvodové prvky R, C, L Při konstrukci elektronických zařízení se obyčejně věnuje hlavní pozornost zapojení, volbě a návrhu vhodných obvodů, vnitřnímu uspořádání prvků uvnitř zařízení a zapomíná se přitom na jednu z hlavních podmínek pro správnou funkci zařízení, tj. na uvážený výběr vhodných součástek pro konstruované zařízení. Jedním ze základních požadavků na vlastnost stavebních prvků pro elektroniku jsou stabilita jejich elektrických parametrů, mechanická pevnost a provozní spolehlivost. Splnění těchto požadavků však může zajistit pouze vhodně, pro daný způsob provozu a dané zařízení, vybraný prvek. Dodržení aplikačních pravidel je nezbytnou podmínkou úspěchu každé konstrukce. Respektování aplikačních zásad ušetří celou řadu hodin hledání, proč je obvod náchylný ke kmitání, proč je zvýšená úroveň šumu na výstupu nebo proč je zařízení náchylné ke vzniku tzv. hazardních stavů apod. Podrobné údaje o jednotlivých součástkách poskytují příslušné katalogy výrobců či jejich internetové stránky. Zde se zmíníme pouze o některých jejich obecných vlastnostech, jejich označování a konstrukčních zásadách při aplikaci v zařízení. 7.1 Vyráběné řady pasivních prvků a jejich označování Nejčastěji užívané pasivní prvky tj. rezistory, kapacitory (kondenzátory) a popř. induktory (cívky, tlumivky) se vyrábějí pouze v řadě jmenovitých hodnot odporů popř. kapacit či indukčností. Užívá se posloupnost hodnot odvozených z čísel geometrické řady. Jde o číselnou řadu, jejímiž krajními členy jsou čísla 1 a 10 a poměr mezi sousedními členy řady je vždy přibližně stejný. Hodnoty řady rostou geometricky podle vztahu 10 nm R , kde n značí počet členů řady v jedné dekádě a m je m-tý prvek v řadě m = 0, 1, 2, … n. Pro hodnoty pasivních prvků byla zvolena stupnice, která dělí interval 1 až 10 na n = 3, 6, 12, 24, …, 192 dílů. Důvodem jsou základní tolerance ±40, ±20, ±10, ±5, ±2, ±1, ±0,5 % tak, aby se sousední hodnoty odlišovaly nejvýše o danou toleranci. Tyto řady čísel se značí E a jsou definovány normou IEC 60063. Označují se E3 (40%), E6 (20%), E12 (10%), E24 (5%), E48 (2%), E96 (1%), E192 (0,5%), a to podle toho, kolik členů je obsaženo v jedné dekádě řady. Základní řada jmenovitých hodnot E12, je pro dvě dekády graficky znázorněna na Obr. 7.1a. Na Obr. 7.1b je pak zobrazena povolená tolerance hodnot v jedné dekádě řady E12. V poslední době se pro hodnoty kapacitorů nejčastěji užívá řada E12, pro hodnoty rezistorů pak řada E24. Pro přesné a velmi přesné hodnoty součástek se pak ještě užívají řady E48, E96, E192. Řady jmenovitých hodnot v rozmezí jedné dekády jsou pro jednotlivé řady uvedeny v Tab 7.1. Řada E192 se používá i pro přesné odchylky hodnoty 0,2 % a 0,1 %. 144 Fakulta elektrotechniky a komunikačních technologií VUT v Brně E24 ±5% E12 ±10% kód hodnota kód hodnota kód hodnota 49 100 61 330 73 100 50 110 62 360 74 120 51 120 63 390 75 150 52 130 64 430 76 180 53 150 65 470 77 220 54 160 66 510 78 270 55 180 67 560 79 330 56 200 68 620 80 390 57 220 69 680 81 470 58 240 70 750 82 560 59 270 71 820 83 680 60 300 72 910 84 820 Ke zkrácenému označování jmenovitých hodnot miniaturních vývodových rezistorů se pak téměř výhradně používá barevný kód podle normy IEC 63 (Tab 7.10). Barevný kód se nejčastěji vyjadřuje proužky po obvodu součástky válcového tvaru. První proužek je vždy blíže k okraji tělesa součástky. Pokud je vynechán poslední proužek, je tolerance odporu ±20%. Tab 7.10: Označování jmenovitých hodnot a odchylek odporů barevným kódem dle IEC 63 pruh 1. číslo 2. číslo 3. číslo násobitel tolerance černá 0 0 0 ×10 0 hnědá 1 1 1 ×10 1 ±1% červená 2 2 2 ×10 2 ±2% oranžová 3 3 3 ×10 3 žlutá 4 4 4 ×10 4 zelená 5 5 5 ×10 5 ±0.5% modrá 6 6 6 ×10 6 ±0.25% fialová 7 7 7 ×10 7 ±0.1% šedá 8 8 8 ×10 8 ±0.05% bílá 9 9 9 ×10 9 zlatá - - - ×0.1 ±5% Stříbrná - - - ×0.01 ±10% Označování jmenovité hodnoty kapacity na součástce Rozsah kapacity vyráběných kapacitorů je velmi široký – od jednoho pikofaradu do několika Faradů. Tomu odpovídá i daleko rozmanitější systém značení, než tomu je u rezistorů. Navíc např. keramické kapacitory v malých SMD pouzdrech bohužel často nenesou žádný číselný kód, a tak je identifikace jejich hodnoty často možná jen měřením. Konstrukce elektronických zařízení 145 Starší značení kapacitorů používá jako základ 1 F a užívají se hodnoty jako pikofarad, nanofarad nebo mikrofarad a je v podstatě shodné s uváděním kapacity na schématech (viz Tab 7.3). Toto značení se stále užívá u rozměrnějších kapacitorů, jako jsou např. elektrolytické kondenzátory, kdy se užívají jednotky 1 μF, 1 mF či F. Dnes je, zejména u kapacitorů menších rozměrů, běžnější systém značení pomocí trojice čísel, z nichž první dvě udávají hodnotu v pF a třetí násobitel (počet nul za touto hodnotou). Tabulka násobitelů je shodná jako u rezistorů, výsledná kapacita je v pikofaradech, viz Tab 7.11. U SMD kondenzátorů (pokud je údaj uveden) se používá většinou tohoto způsobu značení. Tab 7.11: Označování kapacit na SMD kondenzátorech číselným kódem Základní jednotka 1 pF Příklady označení jmenovité kapacity na SMD kapacitoru Kód Násobitel Kód Násobitel Kódové označení Jmenovitá kapacita 0 100 5 105 479 4,7 pF 1 10 6 106 120 12 pF 2 102 7 107 681 680 pF 3 103 8 102 152 1500 pF = 1,5 nF 4 104 9 101 104 100 000 pF = 100 nF Můžeme se však setkat i s jiným označením kapacity, kdy se popis skládá z označení výrobce (není povinné), písmenového kódu označujícího hodnotu a číselný kód násobitele. Tab 7.12: Kód pro označování hodnoty kapacity kapacitoru pomocí písmen a číslic Základní jednotka 1 pF kód hodnota kód hodnota kód hodnota kód hodnota A 1,0 J 2,2 S 4,7 a 25 B 1,1 K 2,4 T 5,1 b 35 C 1,2 L 2,7 U 5,6 d 40 D 1,3 M 3,0 V 6,2 e 45 E 1,5 N 3,3 W 6,8 f 50 F 1,6 P 3,6 X 7,5 m 60 G 1,8 Q 3,9 Y 8,2 n 70 H 2,0 R 4,3 Z 9,1 t 80 y 90 146 Fakulta elektrotechniky a komunikačních technologií VUT v Brně Kódy hodnot jsou uvedeny v Tab 7.12, číselný kód násobitele je shodný s Tab 7.11. Pokud bude na součástce uveden zápis J3, znamená to hodnotu kapacity 2,2 · 103 = 2200 pF. Zápis ve tvaru KJ3 má na místě prvního znaku symbol výrobce. V tomto případě je to KEMET a kapacita je opět 2200 pF. Na některých elektrolytických a fóliových kapacitorech výrobci uvádějí hodnotu kapacity jako číslo bez jednotky, a to v mikrofaradech pokud je kapacita větší než 0,01 μF, pokud je menší, tak je v pikofaradech. Správnou jednotku můžeme vydedukovat podle velikosti kondenzátoru a jeho provedení. U kondenzátorů miniaturních jde řádově o pF, u rozměrnějších či elektrolytických jde o F. Používala se ještě řada jiných systémů označování – například barvami tělíska a barevnými tečkami. Pokud na takový kondenzátor narazíme, je lepší jeho kapacitu změřit. K měření přistoupíme i v případě pochybností, zda je kondenzátor označen starým nebo novým způsobem – například trojčíslí 470 může znamenat 470 pF i 47 pF. Označování jmenovité hodnoty indukčnosti na součástce Značení hodnoty indukčnosti na SMD induktorech resp. na cívkách či tlumivkách je prozatím značně nejednotné a je nutno vždy pracovat s informacemi poskytovanými výrobcem pro danou součástku. V případě rozměrnějších součástek se indukčnost na nich uvádí shodně jako ve schématech tak, jako je uvedeno v Tab 7.4, kdy základní jednotkou je 1 H. Ve většině případů se pak používá dvouciferný číselný kód doplněný číslem násobitele (viz Tab 7.13), kdy ovšem je základní jednotkou 1 μH. Někteří výrobci pro označení indukčnosti induktory používají kód sestávající s číslic a písmen. Způsob značení je zřejmý z Tab 7.14. Tab 7.13: Označování indukčností na induktoru číselným kódem Základní jednotka 1 μH Příklady označení jmenovité indukčnosti Kód Násobitel Kód Násobitel Kódové označení Jmenovitá indukčnost 0 100 5 105 569 5,6 μH 1 10 6 106 120 12 μH 2 102 7 107 681 680 μH 3 103 8 102 152 1,5 mH 4 104 9 101 104 100 mH Konstrukce elektronických zařízení 147 Tab 7.14: Označování indukčností na induktorech číselným a písmenovým kódem Kódové označení Jmenovitá indukčnost 3N3 3,3 nH 33N 33 nH R33 0,33 μH 3R3 3,3 μH 330 33 μH 331 330 μH Značení indukčností tlumivek s drátovými axiálními vývody je shodné jako barevné značení odporu na rezistorech s drátovými vývody. Protože se však tyto součástky nevyrábějí v tak přesných řadách jako rezistory, vystačí se se dvěma proužky pro číselnou hodnotu a jedním proužkem pro násobitele. Čtvrtý proužek pak vyznačuje toleranci indukčnosti. Pokud je poslední proužek vynechán, je tolerance indukčnosti ± 20%. Barevné označování indukčností je uvedeno v Tab 7.15. Tab 7.15: Označování jmenovitých hodnot a odchylek indukčností barevným kódem pruh 1. číslo 2. číslo násobitel tolerance černá 0 0 ×10 0 hnědá 1 1 ×10 1 ±1% červená 2 2 ×10 2 ±2% oranžová 3 3 ×10 3 ±3% žlutá 4 4 ×10 4 ±4% zelená 5 5 modrá 6 6 fialová 7 7 šedá 8 8 bílá 9 9 ±20% zlatá - - ×0.1 ±5% Stříbrná - - ×0.01 ±10% Označování tolerance jmenovité hodnoty na součástce Za jmenovitou hodnotou odporů rezistorů bývá někdy uvedeno i označení tolerance písmenovým kódem, nejčastěji ve formátu podle Tab 7.16. Odchylky jsou v případě rezistorů obvykle souměrné kolem jmenovité hodnoty (např. ±5 %). Dovolené odchylky, pro něž není v 148 Fakulta elektrotechniky a komunikačních technologií VUT v Brně Tab 7.16 stanoveno písmeno kódu, se označují písmenem A a jsou blíže specifikovány výrobcem součástky (popř. v dohodě se zákazníkem). V Tab 7.17 jsou uvedena kódová označení tolerance jmenovité hodnoty kapacitorů. Odchylky mohou být i nesouměrné kolem jmenovité hodnoty (např. -20% a +50%). Nesouměrné odchylky se vyskytují zejména u elektrolytických a některých keramických kondenzátorů. V případě malých hodnot kapacity se místo tolerance někdy uvádí povolená odchylka v absolutní hodnotě (např. ± 0,1 pF). Tab 7.16: Kódové označení dovolených odchylek rezistorů a příklady označení odchylky Kód Tolerance Kód Tolerance Kódové označení Jmenovitý odpor a dovolená odchylka B ± 0,1 % G ± 2 % 2R2J 2,2  ± 5% C ± 0,25 % J ± 5 % 2M2G 2,2 M ± 2% D ± 0,5 % K ± 10 % 4K7K 4,7 k ± 10% F ± 1 % M ± 20 % 102R5A 102,5  ± 0,2% Tab 7.17: Kódového označení dovolených odchylek kapacitorů a příklady označení odchylky Kód Tolerance Kód Tolerance Kódové označení Jmenovitá kapacita a dovolená odchylka B ± 0,1 pF L ± 15 % 479J 4,7 pF ± 5% C ± 0,25 pF M ± 20 % 120D 12 pF ± 0,5 pF D ± 0,5 pF N ± 30 % 681N 680 pF ± 30% E ± 0,5 % P −0 + 100 % 152S 1,5 nF – 20 + 50% F ± 1 % Q −10 + 30 % 104Z 100 nF – 20 + 80% G ± 2 % S −20 + 50 % H ± 3 % T −10 + 50 % J ± 5 % X −20 + 40 % K ± 10 % Z −20 + 80 % Podobně za jmenovitou hodnotou indukčnosti může být na induktoru uvedena písmenovým kódem její tolerance. Značení tolerancí indukčností však nemusí být vždy zcela shodné se značením tolerancí v případě rezistorů a kapacitorů. Kódové označení dovolených odchylek indukčnosti a příklady označení odchylky na součástce jsou uvedeny v Tab 7.18. Konstrukce elektronických zařízení 149 Tab 7.18: Kódové označení dovolených odchylek jmenovité indukčnosti a příklady označení odchylky Kód Tolerance Kód Tolerance Kódové označení Hodnota indukčnosti a dovolená odchylka B ± 0,15 nH H ± 3 % 120J 12 H ± 5% C ± 0,2 nH J ± 5 % 681G 680 H ± 2% S ± 0,3 nH K ± 10 % 104M 100 mH ± 20% D ± 0,5 nH L ± 15 % 152K 1,5 mH ± 10% F ± 1 % M ± 20 % G ± 2 % V ± 25 % Označování povoleného napětí na součástkách Na rezistorech a induktorech se většinou povolené napětí na součástce neuvádí. Nejjednodušší je označování povoleného napětí u rozměrnějších elektrolytických kondenzátorů, kdy se hodnota napětí uvede vedle či pod údajem o jmenovité hodnotě. Např. údaj 47 μF 10 V (někdy jen 47 10 V) značí hodnotu 47 μF na 10 V. Někteří výrobci pro kondenzátory používají značení kódem sestávajícím z písmene a tří číslic. Písmeno z Tab 7.19 označuje povolené napětí, dvě číslice velikost a poslední číslice násobitel. Např. označení A476 znamená: A značí napětí, 47 je číslo a 6 exponent násobitele 106. Základní jednotkou je zde pikofarad, takže hodnota kapacity je 47 · 106 pF = 47 μF, kondenzátor je na 10 V. Je užíván i jiný kód pro povolené napětí, který se uvádí až za kódem sestávajícím z tří číslic, které udávají jmenovitou kapacitu. Způsob kódového označení je uveden v Tab 7.20. Existují však i další systémy a je proto nutno vždy sledovat katalogový list příslušného výrobce. Tab 7.19: Písmenový kód pro označení povoleného napětí na kondenzátorech (před číselným kódem) Kód e G J A C D E V H Napětí (V) 2,5 4,0 6,3 10 16 20 25 35 50 Tab 7.20: Kód pro označení povoleného napětí na kondenzátorech (za číselným kódem) Kód 6R3 010 016 025 035 050 M P R S U V Y Napětí (V) 6,3 10 16 25 35 50 63 100 200 250 350 400 450 7.2 Výběr rezistorů Rezistor (Resistor) představuje základní stavební prvek všech elektronických zařízení. Jeho vlastnost je definována jmenovitým odporem (Rated Resistance) vyjádřeným jednotkou Ohm (Ω). Konstruktér elektronického zařízení obvykle stojí před otázkou, jaký typ rezistoru 150 Fakulta elektrotechniky a komunikačních technologií VUT v Brně pro dané použití volit. Žádný z vyráběných rezistorů není totiž univerzální a je třeba vždy posoudit, která jeho vlastnost je pro aplikaci primární. Kromě jmenovitého odporu a jeho tolerance je u rezistorů důležitá elektrická zatížitelnost, vliv okolní teploty na stálost odporu, změna parametrů vlivem připojeného napětí, šum, odolnost proti vnějším klimatickým vlivům. Parametry rezistorů Jmenovitý odpor (Nominal Resistance) je odpor rezistoru zjištěný při pokojové teplotě +25°C. Tolerance odporu (Resistor Tolerance) vyjadřuje výrobní odchylku odporu od jeho jmenovité hodnoty a udává se jako maximální a minimální odchylka odporu ±∆R vztažená ke jmenovitému odporu R v procentech   100 % R RR     ( 7.1 ) Tolernace rezistorů je obvykle souměrná kolem jmenovité hodnoty (např. ±10%). Jmenovité zatížení (Nominal Dissipation) rezistorů je hodnota udávaná výrobcem pro daný druh rezistoru. Platí až do teploty okolního prostředí (vzduchu) udávané výrobcem, obvykle 40°C. Protože se však rezistor při provozu zahřívá procházejícím proudem, nelze při větších teplotách okolí zatěžovat rezistory plným jmenovitým výkonem. Proto je pro každý typ rezistoru obvykle udávána závislost tzv. provozního zatížení na teplotě (Power Derating Curve), viz Obr. 7.2a. V obrázku značí P provozní zatížení, P0 jmenovité zatížení a T teplotu okolí. Jmenovitá okolní teplota TA (Rated Ambient Temperature) pak udává nejvyšší trvalou teplotu okolí rezistoru, při které může rezistor bez poškození pracovat při jmenovitém zatížení 075 100 % P/P0 25 50 2 W 1 W 80 100°C  TR 60 40 20 0,5 W 0,25 W 0,125 W 20 100 140 °C P/P0 20 60 80 100 % T 60 40 20 0 40 80 120 TA a b Obr. 7.2: a) Příklad závislosti zatížení rezistoru na teplotě okolí, b) příklad závislosti oteplení povrchu rezistoru na jeho zatížení pro rezistory s různými jmenovitými výkony (viz čárkovaná čára v Obr. 7.2a). U některých typů rezistorů je uváděna závislost oteplení povrchu (Surface Temperature Rise) rezistoru ΔTR na jeho poměrném zatížení P/P0 pro různá provedení rezistoru určená pro různé jmenovité výkony, viz Obr. 7.2b. Někteří výrobci ještě uvádějí grafy pro určení hustoty montáže rezistorů vedle sebe na DPS tak, aby nedošlo k přehřátí DSP. Chceme-li dlouhodobě zachovat velkou spolehlivost a stabilitu rezistorů nebo prodloužit dobu bezporuchové činnosti, využíváme často jejich jmenovité zatížení jen z 20 % i méně. Konstrukce elektronických zařízení 151 Vratnou změnu odporu rezistoru vlivem teploty, vztaženou na 1 K popř. 1°C, udává tzv. teplotní koeficient odporu (Temperature Coefficient of Resistance)   6 10 0 1 0 10 RR TR TCR R T T      , [10-6/°C], resp. [ppm/°C] ( 7.2 ) kde R0 je odpor rezistoru při počáteční teplotě T0 (obvykle +20 ± 5°C) a R1 je odpor rezistoru naměřený při teplotě T1 (obvykle – 55°C nebo +125°C). Velikost teplotního koeficientu odporu je důležitý údaj pro konstruktéra přístrojů, neboť mu dovoluje vypočítat skutečný odpor rezistoru s ohledem na provozní teplotu rezistoru T podle vztahu   6 00 1 10R R T T TCR        . ( 7.3 ) Hodnotu teplotního koeficientu odporu TCR je nutno zejména zkoumat při výběru přesných rezistorů do zpětných vazeb operačních zesilovačů. Za velmi kvalitní lze považovat rezistory s teplotním koeficientem ±15 ppm/°C a lepším. Pokud se týká teplotních vlastností SMD rezistorů, můžeme je seřadit od nejlepších k nejhorším takto: 1) rezistory metalizované (Metal Foil) založené na tzv. Z-technologii mají TCR asi 0,1 ppm/°C, 2) rezistory tenkovrstvé (Thin-Film) mají TCR asi +4 ppm/°C, 3) rezistory tlustovrstvé (Thick-Film) mají TCR asi +42 ppm/°C, 4) nejhorší jsou rezistory uhlíkové (Carbon) mají TCR v rozmezí +350 ppm/°C až 2000 ppm/°C. Obecně se odpor kovů s oteplením zvětšuje, jejich teplotní koeficient je kladný. Uhlíkové rezistory mají obvykle teplotní koeficient záporný a jejich odpor se s oteplením zmenšuje, avšak některé uhlíkové rezistory (s odporem do několika set ohmů) vykazují kladný teplotní koeficient. Tato skutečnost je dána odlišným způsobem jejich výroby. Jmenovité napětí (Rated Voltage) je trvalé maximální napětí na rezistoru při jmenovité okolní teplotě, které rezistor ještě nepoškodí. Největší přípustné napětí (Maximum Overload Voltage) se udává především u rezistorů s velkým odporem, přičemž se rozlišuje, zda se jedná o napětí stejnosměrné, střídavé či impulsové. Udaná hodnota platí jen pro určité rozmezí atmosférického tlaku. Napěťový součinitel odporu (Voltage Coefficient) udává vratnou změnu odporu rezistoru v závislosti na připojeném napětí. Udává se jako poměr relativní změny odporu udané v procentech k odpovídající změně napětí (např. 0,05 %/V). Napěťový součinitel odporu se stanoví ze vzorce   %100 212 12    UUR RR Ku , ( 7.4 ) kde R1 je odpor rezistoru při napětí U1 a R2 je odpor rezistoru při napětí U2, přičemž U1 odpovídá jmenovitému napětí a U2  U1/10. Šum (Noise) je považován za typickou vlastnost všech druhů vrstvových rezistorů. Při zatížení rezistoru stejnosměrným proudem lze pozorovat zvýšení hladiny šumového napětí, způsobené tzv. „proudovým šumem“ (Current Noise). Tento šum nebyl zjištěn v kovech nebo slitinách s malým odporem (drátové rezistory), ale je nežádoucí vlastností všech vrstvových rezistorů, i když odporová vrstva byla napařena z materiálu, který ve tvaru drátu proudový šum nevykazuje. Šumové napětí se udává v V/V, tzn. vztažené k 1 V přiloženého napětí. Velikost šumu se podle jakosti napařené odporové vrstvy pohybuje od 0,05 do 10 V/V. Tlustovrstvé 152 Fakulta elektrotechniky a komunikačních technologií VUT v Brně (Thick-Film) a uhlíkové (Carbon) rezistory jsou známé svým zvýšeným šumem zejména na nízkých kmitočtech. Je to dáno značnou nehomogenitou jejich odporové vrstvy. Drátové, tenkovrstvé (Thin-Film) a metalizované (Metal Foil) mají lepší šumové vlastnosti. Impedance rezistorů se v ideálním případě s kmitočtem nemění. U reálných rezistorů se ale uplatňuje parazitní kapacita příp. parazitní indukčnost, viz náhradní schéma reálného rezistoru na Obr. 7.3. Zde R je samotný rezistor, prvky CP a LP modelují jeho parazitní kapacitu a indukčnost. a b Obr. 7.3: a) Zjednodušený náhradní model, b) náhradní model rezistoru. Pro velké odpory (řádově nad desítky k) vystačíme se zjednodušeným modelem rezistoru na Obr. 7.3a, kdy se parazitní kapacita začíná výrazně uplatňovat již od kmitočtů nad 1 MHz. Pro malé odpory (řádově pod desítky kΩ) je zapotřebí uvažovat přesnější model rezistoru na Obr. 7.3b. Informativní průběh závislosti modulu impedance rezistoru na kmitočtu je uveden na Obr. 7.4a. Nad kmitočtem 1/2πRCP se začíná již výrazně uplatňovat parazitní kapacita CP a na nejvyšších pak i parazitní indukčnost LP. Čím menší je odpor rezistorů, tím se vliv parazitní kapacity uplatňuje od vyšších kmitočtů. Nemá proto smysl používat v obvodech pracujících na vysokých kmitočtech rezistory neúměrně velkých odporů. U malých hodnot odporů naopak převažuje na vyšších kmitočtech induktivní charakter. Pro názornost jsou na Obr. 7.4 uvedeny příklady závislostí modulu impedance na kmitočtu u SMD rezistorů pro různé hodnoty odporu. Je zřejmé, že pro vf obvody je vhodné užívat rezistory s odporem řádově stovek  až 1k. 11 000 10 000 f (MHz) 10 100 300 400 %  Z 200 100 0 100 2,2 Ω 10 Ω 10 kΩ R f (Hz) log log   Zf ideální rezistor 1/2 πRCp ( ) Z a b Obr. 7.4: a) Kmitočtová závislost impedance rezistoru na kmitočtu, b) příklad frekvenční závislosti modulu impedance SMD rezistorů s různými odpory Konstrukce elektronických zařízení 153 Kmitočtovou závislost rezistorů nesmíme opomenout při konstrukci rezistorových děličů s velkými hodnotami odporů (vstupní obvody osciloskopů, střídavých voltmetrů aj.). V tomto případě je třeba vliv parazitní kapacity Cp rezistoru s velkým odporem kompenzovat přidáním dodatečného kapacitoru Ck k rezistoru s menším odporem (viz Obr. 7.5a), tzn. dělič musíme kmitočtově korigovat. Dělič bude optimálně korigován, bude-li splněna podmínka R1Cp = R2Ck, resp. R1/R2 = Ck/Cp. To znamená, že dělicí poměr rezistorového děliče R1, R2 musí být stejný jako dělicí poměr kapacitorového děliče Ck, Cp. Experimentální ověření správné kompenzace nežádoucích kapacitních vlivů u rezistorového děliče je snadné (viz Obr. 7.5b). Pravoúhlé signály musí takovýto korigovaný dělič přenášet bez zkreslení (kontroluje se širokopásmovým osciloskopem). Příklad řešení kmitočtově korigovaného rezistorového děliče je naznačen na Obr. 7.5c. Vliv parazitních indukčností a kapacit přívodů potlačujeme vhodnou montáží a provedením spojů. Obr. 7.5: a) Kompenzace parazitní kapacity v rezistorovém děliči, b) experimentální ověření kompenzace, c) příklad řešení kmitočtově korigovaného rezistorového děliče Typy rezistorů Podle výrobní technologie a elektrické zatížitelnosti můžeme rezistory rozdělit do dvou skupin na vrstvové a drátové. Vrstvové rezistory tvoří vrstva čistého uhlíku nebo odporového laku obsahujícího saze (uhlíkové rezistory), odporové keramiky (tlustovrstvé a tenkovrstvé rezistory), kovu nebo odporové slitiny (metalizované rezistory). Odporový materiál je nanesen na keramickém tělísku (u SMD rezistorů nejčastěji na hranatém, u vývodových na válcovém). U rezistorů SMD pro větší zatížení je odporový materiál nanesen na keramické trubičce. Vzhled SMD rezistoru a řez jeho strukturou je uveden na Obr. 7.6 a, b, vzhled válcového SMD rezistoru pak na Obr. 7.6c. 256 Fakulta elektrotechniky a komunikačních technologií VUT v Brně 110K 100k 100n OZ1100n 100n OZ2 plovoucí zem u1u2 R2 R1 RB 220K RA 220K +C1 UN10n UN/2 UN/2 RZ     Obr. 10.18: Užití operačního zesilovače pro vytvoření plovoucí země neinvertujícího zesilovače napájeného z baterie operačních zesilovačů umožňujících pracovat s plným rozkmitem výstupního napětí („rail-torail“) nezbytné. Při zpracování střídavých signálů lze užít i jiné způsoby využití OZ napájeného z jednoho zdroje. Základní princip je schematicky naznačen na Obr. 10.19. Na vstup zesilovače je přivedeno ss napětí UN/2, které je odvozeno z napájecího napětí UN. To může vést ke zhoršení šumových poměrů, protože impulsní rušení z impulsně regulovaného zdroje, nebo zvlnění klasického zdroje se podělí děličem s odpory RA = RB na polovinu, tzn., že rušení či zvlnění zdroje bude potlačeno pouze o 6 dB. +UN C1 100n RA 100K u1 R2 R1 RZ C3 C2 RB 100K +UN   m1 A B 1 m2 12 m3 Z3 U 2 1 C2 1 1 2 1 2 1 2 střídavé zesílení : 1/ pro      fR R C fRC fRC A R R XR C4   Obr. 10.19: Základní princip nastavení předpětí na vstupu OZ může vést ke zhoršení šumových poměrů nesymetricky napájeného střídavého zesilovače Řešení tohoto problému nabízí modifikace zapojení Obr. 10.20. Výstup děliče RA, RB je nyní pro střídavé signály přemostěn kapacitorem C4. Ten se při použití klasického napájecího zdroje volí elektrolytický tak, aby platilo fm1 < fm2 /10. V případě impulsně regulovaného zdroje se na pozici kapacitoru C4 použijí tři paralelně zapojené SMD kapacitory např. 10 μF, 1 μF a 1 nF. Konstrukce elektronických zařízení 257 +UN C4 100n RA 100K u1 R2 150K R1 RZ C3 C2 RB 100K +UN   m1 A B 4 m2 C1 m3 12 m4 Z3 U 2 1 C2 1 1 2 1 2 1 2 1 2 střídavé zesílení : 1/ pro       fR R C fRC fRC fRC A R R XR + RC 100K +UN/2 C1 C4   Obr. 10.20: Střídavý neinvertující zesilovač s OZ napájeným jediným napájecím napětím Povšimněme si, že zesílení pro ss signály je jednotkové (kapacitor C2 má pro ss signály vysokou impedanci) a OZ má pro ss signály ve zpětné vazbě pouze rezistor R2. Dále musíme vzít v úvahu, že výstupní odpor děliče RA, RB společně s odporem rezistoru RC zapojeným před neinvertujícím vstupem OZ je značný RA || RB + RC. Pokud nebudou odpory v invertujícím a neinvertujícím vstupu přibližně shodné, mohou vstupní klidové odpory OZ vyvolat ss posunutí jeho výstupního napětí. To však potřebujeme udržet přibližně na hodnotě UN/2, protože jinak může dojít k omezení rozkmitu výstupního napětí. Z tohoto důvodu se volí R2 = RA || RB + RC. Při napájení z jednoho zdroje 12 V představují odpory děliče 100 kΩ rozumný kompromis mezi proudovým odběrem z napájecího zdroje a chybou vyvolanou vstupním klidovým proudem. Při napájení +5 V je možné odpory děliče zvolit 42 kΩ. V případě napájení ze zdroje 3,3 V je nezbytné použít OZ s plným rozkmitem výstupního napětí („rail-to-rail“) a odpory děliče lze snížit na 27 kΩ. Samozřejmě problémům se vstupními klidovými proudy se můžeme vyhnout použitím unipolárního zesilovače. Chceme-li však zařízení provozovat v širokém teplotním rozsahu je vyrovnání odporů v invertujícím a neinvertujícím vstupu OZ příhodné i pro tento případ. Invertující uspořádání střídavého zesilovače s OZ napájeným z jednoho zdroje je uvedeno na Obr. 10.21. V tomto případě bude vliv vstupních klidových proudů eliminován při R2 = RA || RB. Aby se potlačil průnik rušivých signálů z napájecího zdroje je dělič RA, RB zablokován kapacitorem C2 a pro dolní propust tvořenou výstupním odporem děliče RA || RB a kapacitou C2 musí platit fm1 < fm2 /10 . 258 Fakulta elektrotechniky a komunikačních technologií VUT v Brně +UN 100n u1 RA 100k RZ C3 C2   m1 A B 2 m2 11 m3 Z3 U 2 1 C1 1 1 2 1 2 1 2 střídavé zesílení : / pro      fR R C fRC fRC A R R XR +UN RB 100k R1 C1R2 50k C4   Obr. 10.21: Střídavý invertující zesilovač s OZ napájený jediným napájecím napětím 10.3 Vzorkovače a sledovače s pamětí Při digitalizaci analogového signálu je nutno provést vzorkování signálu, ale často také zapamatování tohoto vzorku po určitou dobu, protože převedení do digitálního tvaru jistou dobu trvá. Pro správnou činnost A/D převodníku je proto často nutné, aby se vstupní napětí během převodu A/D neměnilo. K definovanému odběru a uchování vozku z časově proměnného analogového signálu se používají vzorkovače s pamětí (S/H amplifier = sample and hold amplifier) nebo sledovače s pamětí (T/H amplifier = track and hold amplifier). Obvody se vzájemně liší pouze tím, po jakou dobu se analogový signál vzorkuje. Princip vzorkovače resp. sledovače s pamětí je naznačen na Obr. 10.22. Vlastní vzorkovací obvod tvoří elektronický spínač S (např. tranzistor řízený polem) s paměťovým kapacitorem CP. Zesilovač OZ1 s jednotkovým přenosem pouze odděluje zdroj budicího signálu od vlastního vzorkovacího obvodu, protože při sepnutí elektronického spínače S teče do paměťového kapacitoru velký nabíjecí proud a tento proud musí být schopen zesilovač OZ1 dodat. Druhý zesilovač OZ2 s jednotkovým přenosem odděluje paměťový kapacitor CP od zátěže (představovanou vstupním odporem následujícího převodníku A/D), protože by docházelo v době pamatování k nežádoucímu vybíjení paměťového kapacitoru. OZ1u2 u1 CP S ΦOZ2     +UN -UN +UN -UN b 0 0 t t Φ u S/H T/H u1(t) u2(t) Φ(t) a Obr. 10.22: a) Princip vzorkovače/sledovače s pamětí, b) časové průběhy při vzorkování a pamatování (S/H), resp. při vzorkování a sledování (T/H) Konstrukce elektronických zařízení 259 Ideální vzorkovač s pamětí by měl vzorkovat analogový vstupní signál tak, že doba na odebrání vlastního vzorku by měla být co nejkratší (viz červené průběhy na Obr. 10.22b). Přitom se požaduje, aby i během této krátké doby vzorkování odpovídal vzorek okamžité hodnotě vzorkovaného signálu. V režimu pamatování by měl být zapamatovaný vzorek signálu na výstupu vzorkovače k dispozici beze změny alespoň po dobu, kterou potřebuje následující převodník A/D pro převod analogového signálu do číslicového tvaru. Režim sledovače se užívá při vzorkování velmi pomalých změn zpracovávaného signálu. Sledovač s pamětí v podstatě trvale sleduje měřený signál a poslední hodnotu si pamatuje pouze po dobu, kterou následující převodník A/D potřebuje pro převod do digitálního tvaru (viz modré průběhy na Obr. 10.22b). Uveďme ještě, že vlastní obvod může být proveden v různých variantách. Především nemusí pracovat jako „klasický“ sledovač napětí s jednotkovým přenosem, ale jeho zesílení ve sledovacím provozu může být různé od jedné, pro zvýšení přesnosti může být užito zpětné vazby, obvod může i invertovat. Vzorkovače s pamětí a sledovače s pamětí jsou prakticky shodné obvody, jen se u nich liší doba vzorkování a pamatování. Aplikační zásady jsou proto stejné. Výběr paměťového kapacitoru. Integrované vzorkovače či sledovače pro všeobecné použití mají většinou možnost připojení vnějšího paměťového kapacitoru. Pokud ke vzorkovači či sledovači s pamětí připojujeme vnější paměťový kapacitor, musíme při jeho výběru věnovat velkou pozornost jeho vlastnostem. Použité dielektrikum (keramika, nebo izolační fólie z polystyrenu či polyetylenu aj.) není ideální izolací a reálné vlastnosti kapacitoru ještě zhoršuje materiál vnějšího pláště (termoplast, ochranný tmel, izolační lak apod.). Tyto ztráty se modelují v náhradním zapojení kapacitoru jako izolační nebo svodový odpor Ri připojený paralelně ke kapacitoru C. Izolační odpor paměťového kapacitoru by měl být 1011 až 1012 Ω. U některých kapacitorů pak navíc další ztráty způsobuje trvalý průchod tzv. zbytkového stejnosměrného proudu. Z tohoto důvodu jsou jako paměťový prvek zcela nevhodné elektrolytické kondenzátory. Velkou pozornost je nutno také věnovat dielektrické absorbci paměťového kapacitoru. Jak bylo již uvedeno dříve, nabije-li se kapacitor na určité napětí, část náboje se váže s dielektrikem a nelze ho při vzorkování následující hodnoty úplně odstranit. Nevhodný výběr kapacitoru s velkou dielektrickou absorbcí může způsobit velkou chybu zapamatovaného napětí řádově mV. Jako materiál dielektrika se doporučuje volit polystyrén nebo polypropylen, které vykazují součinitel dielektrické absorbce lepší než 0,02 %. Špatné dielektrické vlastnosti mají kapacitory s keramickým dielektrikem. Bohužel dielektrická absorbce se liší kus od kusu a některé série kondenzátorů s polystyrenovým či polypropylenovým dielektrikem mohou vykazovat velkou dielektrickou absorbci. Proto se vyplatí investovat 30 až 50 % ceny navíc a pro vzorkovače koupit kapacitory se zaručenou malou dielektricku absorbcí. Promyšlený návrh plošného spoje. Velká pozornost se musí také věnovat návrhu plošného spoje vzorkovače či sledovače s pamětí, protože u těchto obvodů je na závadu pronikání svodových proudů po znečištěném povrchu plošného spoje do citlivé svorky paměťového kapacitoru. Nosným prostředím těchto svodových proudů je elektrolytická kaše na povrchu plošného spoje vzniklá z prachu, ze zbytků pájedel, poutanou vlhkostí či vlhkostí ze zkondenzovaných par. Svodové proudy mohou být minimalizovány promyšleným použitím vodivého izolačního prstence, který obklopuje citlivý uzel a je na stejném potenciálu jako tento uzel. Vzhledem k tomu, že mezi nimi pak není žádný rozdíl potenciálů, nemůže mezi nimi téci žádný svodový proud. Poznamenejme ještě, že svodové proudy tekoucí po povrchu plošného spoje jsou daleko větší než vnitřní objemové proudy tekoucí izolačním materiálem a proto se doporučuje izolační prstence provést na obou stranách plošného spoje a v případě vícevrstvého plošného spoje i ve všech vnitřních vrstvách. 260 Fakulta elektrotechniky a komunikačních technologií VUT v Brně Připojení prstence na vhodný potenciál musí být velmi dobře promyšleno a je zapotřebí znát alespoň zjednodušené vnitřní zapojení integrovaného vzorkovače. Např. ve zpětnovazebním zapojení na Obr. 10.23 se citlivý uzel paměťového kapacitoru Cp nachází na stejném potenciálu, jaký je na výstupu napěťového sledovače s OZ2. Aby byl tento uzel chráněn proti svodovým proudům tekoucím po povrchu desky plošného spoje, je nutno prstenec připojit na výstup napěťového sledovače s OZ2 s jednotkovým přenosem, který představuje „tvrdý“ zdroj napětí (s malým vnitřním odporem) a je tedy schopen svodové proudy absorbovat. OZ1 Cp S ΦOZ2     R D1D2  UN u1  UN u2 +UN -UN +UN -UN Obr. 10.23: Aktivní izolace paměťového kapacitoru na desce plošného spoje Jiná situace je v případě vzorkovače s integrátorem (viz Obr. 10.24), protože citlivý uzel paměťového kapacitoru je nyní na nulovém potenciálu, který se udržuje na invertující vstupní svorce OZ2 (tzv. „virtuální nula“). V tomto případě se ochranný prstenec připojí na nulový potenciál. OZ1 S1 Φ OZ2     UN u1  UN u2 S2 Cp Φ UN -UN +UN -UN Obr. 10.24: Izolace paměťového kapacitoru uzemněným prstencem 10.4 Komparátory Komparátory jsou integrované obvody, které slouží pro porovnávání dvou napětí. V zásadě je možné je považovat za nejjednodušší A/D převodník (s rozlišením 1 bit). Elementární zapojení komparátoru pro vyhodnocení zda vstupní napětí u1 je větší či menší než komparační napětí UK je uvedeno na Obr. 10.25. Vstupní část komparátoru je analogová, kdežto na výstupu je buď kladné saturační napětí U2p nebo záporné saturační napětí U2n. Budeli vstupní napětí u1 < UK bude výstup komparátoru v kladné saturaci u2 = U2p a pro u1 > UK bude v záporné saturaci u2 = U2n. Konstrukce elektronických zařízení 261 +UC + - K -UC =u2 u1 UK UK +UC -UC U2n U2p u2 u1 0 Obr. 10.25: Základní zapojení komparátoru a jeho převodní charakteristika Navenek jsou komparátory podobné operačním zesilovačům bez zapojené zpětné vazby, tzn. mají diferenciální vstup, velké zesílení, nízkou výstupní impedanci atd. Mohlo by se tedy zdát, že je možné místo komparátoru použít obyčejný operační zesilovač, ale v praxi se takový postup důrazně nedoporučuje. Důvodů je hned několik:  Vstupní obvody komparátorů jsou sice analogové, podobně jako u diferenčních operačních zesilovačů, ale diferenční zesilovač na vstupu má jen malé zesílení (asi 1000), ale vyznačuje se velkou rychlostí přeběhu.  Výstupy komparátorů jsou digitální (je na nich úroveň H či L) a jejich výstupní napěťové úrovně jsou většinou uzpůsobeny tak, aby je bylo možné přímo propojit s logickými obvody CMOS, TTL, LVDS apod. To u operačních zesilovačů neplatí.  OZ jsou uzpůsobeny k provozu se silnou zápornou zpětnou vazbou, bez ní jsou velmi náchylné ke kmitání. Naopak komparátory jsou určeny k provozu bez ZV.  Diferenciální vstup OZ předpokládá, že na něm je rozdíl napětí blízký nule (virtuální nula). Naopak vstupy komparátoru snesou i velké rozdíly vstupního napětí.  Když se výstup OZ dostane do saturace, jen těžko a pomalu se z ní dostává ven. Komparátory tímto netrpí, jejich výstup je k takovému provozu přímo konstruován, výstup se chová stejně jako výstup logického obvodu. 10.4.1 Základní vlastnosti komparátorů Klasické řešení komparátoru má symetrické napájení a společnou zem analogové a číslicové části (Obr. 10.26a). Mohou mít přímý i inverzní výstup jako např. komparátor s diferenčním výstupem na Obr. 10.26b. Podobně jako A/D převodníky, komparátory obvykle mají samostatné napájecí vstupy pro vstupní (analogovou) část a výstupní (digitální) část. Je to ostatně logické, rychlé přepínání výstupu generuje rušení, které se nesmí šířit do analogového napájecího rozvodu. Díky samostatným napájecím vstupům též mohou být použita různá napájecí napětí, což v praxi nastává velmi často. Typický případ je, že analogová část je napájena symetrickým napětím ±15 V a výstupní část je napájena z +3,3 V pro logické obvody, jak ukazuje Obr. 10.26c. 262 Fakulta elektrotechniky a komunikačních technologií VUT v Brně ab c d Analogová část +15V Zdroj UREF   AGND  15V Digitální část +3,3V & DGND Analogová část   AGND Digitální část +5V +3,3V DGND   +UC   +UC  UC KK K Obr. 10.26: Typická zapojení komparátorů Nicméně symetrické napájení je dnes luxus, který má opodstatnění pouze v měřicí a audio technice. Pro běžnou spotřební elektroniku se vyrábí obrovské množství komparátorů, kterým dostačuje nesymetrické analogové napájení jako na Obr. 10.26b, a někdy mají i dva vývody pro zem, jeden pro analogovou (AGND) a druhý pro digitální (DGND) tak, jak je znázorněno na Obr. 10.26d. Účelem opět je, zamezit průniku rušení z digitální části do analogových obvodů. Některé parametry komparátorů mají stejný význam jako u OZ, např. vstupní napěťová a proudová nesymetrie (input offset voltage/current) či citlivost na souhlasné napětí (common mode rejection ratio, CMMR). Protože komparátory jsou určeny k jinému účelu než OZ, je nutné při jejich výběru sledovat zcela jiné parametry:  Vstupní napěťový rozsah (input voltage range) je u některých komparátorů omezený, s čímž se výrobci příliš nechlubí. Omezení přitom může být celá řada, záleží na konstrukci vstupního zesilovače. Například komparátor napájený z ±15 V může být schopen zpracovat vstupní napětí uP či uN pouze v rozsahu ±5 V proti zemi (viz Obr. 10.27a). Pokud napětí na některém vstupu tento rozsah překročí, komparátor se dostane do hluboké saturace, ze které se dostává jen pomalu (reakční doba tPD se prodlouží). Jiné komparátory zase snesou vstupní napětí v celém rozsahu napájení, ale jejich vzájemný rozdíl uP - uN nesmí překročit např. 7,5 V. Na druhou stranu však existují i komparátory, které na vstupu snesou celý rozsah napájecího napětí (rail-to-rail input).  Doba zpoždění tPD (propagation delay) je nejdůležitější údaj, od kterého se odvíjí i cena komparátoru. Jeho interní obvody nejsou nekonečně rychlé, vždy nějakou dobu trvá, než výstup zareaguje na změnu vstupního napětí. Na Obr. 10.27b je pro ilustraci časová odezva komparátoru při přechodu vstupního napětí ui přes nulu (ze záporných do kladných hodnot). Společně se jmenovitou reakční dobou tPD je vždy udáván i rozdíl napětí na vstupu (overdrive voltage), který je nutný pro její dosažení (na Obr. 10.27b je označen jako U0V). Pokud je tento rozdíl menší, je i reakce komparátoru pomalejší. Na tuto Konstrukce elektronických zařízení 263 skutečnost je tedy také nutné dávat při výběru komparátoru pozor. Dnes jsou běžně dostupné komparátory, které mají tPD kratší než 0,2 ns.  Rychlost přeběhu výstupu (slew rate), obvykle udává strmost náběžné a sestupné hrany (rise time tR resp. fall time, tF, viz Obr. 10.27b. Zde záleží na konstrukci budiče výstupu, nicméně informace o strmosti hran je obvykle podobná reakční době tPD (pomalý komparátor nepotřebuje rychlý výstup a naopak). Kapacitní zátěž na výstupu strmost hran zhoršuje (doba trvání hran se prodlužuje), což je nutné při aplikacích zohlednit. b 0 0 ui u0 U0V tPD tRt t 100% 50% - + K u0 uPuN ui a Obr. 10.27: K významným parametrům komparátorů  Maximální výstupní proud (output current capability) úzce souvisí s výše zmíněnými kapacitními zátěžemi na výstupu – čím větší proud je výstup schopen dodat, tím rychleji dokáže kapacitní zátěž nabít a tedy dosáhnout strmějších hran. K dispozici jsou i komparátory speciálně konstruované pro buzení velkých kapacitních zátěží.  Vnitřní hysterezní obvody (internal hysteresis) – téměř všechny vysokorychlostní komparátory mají hysterezi realizovanou přímo na čipu. U některých typů je nastavena napevno, zpravidla okolo 10 až 20 mV (fixed hysteresis). U jiných typů je nastavitelná z venku (adjustable hysteresis), typicky v rozsahu 0 až 200 mV.  Synchronizační/aktivační vstup (latch enable) – protože komparátory jsou ve skutečnosti jednobitovými A/D převodníky, je často v praxi nutné jejich překlápění synchronizovat s hodinovým signálem z nadřazeného digitálního systému. Některé typy k tomu mají přímo na čipu synchronizační obvody a samostatný digitální vstup.  Vstup pro řízení spotřeby (shutdown input) – některé komparátory mají vstup, kterým lze komparátor vypnout a tím radikálně snížit jeho spotřebu. To se typicky používá v zařízeních napájených z baterií. Mezi další významné aplikační vlastnosti lze zařadit i konstrukci výstupu (output stage type). Výstup komparátoru je digitální, takže i jeho konstrukce a napěťové úrovně se mohou lišit podle logických obvodů, pro které je určen. Dnes jsou vyráběny komparátory se třemi druhy výstupů: 1. Dvojčinný výstup (push-pull output) se používá pro připojení k běžným logickým obvodům CMOS, TTL apod. (viz Obr. 10.28a). Je to klasický logický výstup, který v úrovni H dokáže proud dodávat do zátěže a v úrovni L jej ze zátěže odebírat. 2. Výstup s otevřeným kolektorem (open collector/drain output) umožňuje připojit zátěž RL napájenou z vnějšího napětí UEXT (viz Obr. 10.28b). Takový výstup dokáže proud pouze ze zátěže odebírat, ale napětí UEXT může být menší i větší, než je napájecí napětí komparátoru. Výstupní tranzistory dnes běžně snesou UEXT o velikosti 36 V a kolektorový proud 20 mA, takže jimi lze přímo spínat i poměrně velké zátěže (LED, relé, optotriaky apod). Výstupy s otevřeným kolektorem je také možné zapojovat paralelně jako na 264 Fakulta elektrotechniky a komunikačních technologií VUT v Brně Obr. 10.28c, takže jednu zátěž lze ovládat z více komparátorů současně (zapojení plní logickou funkci OR). Toho lze mj. využít při konstrukci okénkového komparátoru (viz dále). 3. Diferenční výstup (differential output) či komplementární výstupy (complementary outputs) se užívají u všech vysokorychlostních komparátorů (tPD < 10 ns). Takové komparátory jsou vždy určeny pro konkrétní standard vysokorychlostních logických obvodů a nelze je použít nikde jinde. Dnes jsou nejčastěji k dispozici výstupy pro standardy LVDS (Low-Voltage Differential Signalling), ECL (Emitter-Coupled Logic), PECL (Positive Emitter-Coupled Logic) a CML (Current-Mode Logic). Všechny diferenční výstupy musí být připojeny na vedení o definované vlnové impedanci (např. u LVDS je to 100 Ω) a vedení musí být na konci předepsaným způsobem zakončeno. Komparátory též musí být napájeny napětím, které je pro daný logický standard předepsáno. Na Obr. 10.29 je příklad zapojení komparátoru s LVDS diferenciálním výstupem. a UC DGND b RL DGND UEXT c DGND RL DGND UEXT Obr. 10.28: Dvojčinný výstup a otevřený kolektor UC DGND 100 Ω Přijímač diferenciální linky (LVDS) Diferenciální pár Z0 = 100 Ω Obr. 10.29: Příklad zapojení diferenčního výstupu komparátoru (LVDS standard) Při použití komparátorů je nutné vyloučit parazitní vazby mezi vstupem a výstupem komparátoru, jinak dojde k jeho samovolnému rozkmitání. Situaci vysvětluje Obr. 10.30a, na kterém je mezi výstupem a invertujícím vstupem parazitní kapacita CPAR o kapacitě pouhého 1 pF. Při každém překlopení komparátoru se na jeho výstupu objeví velmi ostrá hrana – u moderních komparátorů mají běžně strmost (rychlost přeběhu) ∆u/∆t = 100 V/μs i více. Snadným výpočtem zjistíte, že po dobu trvání hrany bude parazitní kapacitou procházet proud 12 PAR PAR 6 100 1 10 100 A. 1 10           u iCt (10.8) Tento proud na vstupní impedanci zdroje signálu Ri = 100 Ω vyvolá špičkový úbytek napětí okolo 10 mV, který se přičte k užitečnému signálu. Taková změna však dokáže spolehlivě Konstrukce elektronických zařízení 265 komparátor překlopit zpět a celý proces se může opakovat – komparátor začne kmitat na vysoké frekvenci 5 . Výrobci komparátorů o tomto problému pochopitelně vědí a záměrně vstupy a výstupy umisťují na opačné strany pouzdra IO. To je vidět i na Obr. 10.30b, ve kterém parazitní kapacita CPAR vznikla nesprávným vedením spojů – takové uspořádání by zaručeně vedlo ke kmitání. Naopak na Obr. 10.30c je správné provedení, kdy jsou vstupní a výstupní spoje vedeny co nejdále od sebe. Pro další potlačení vzájemných vazeb jsou pod IO vedeny zemní plochy, které slouží jako stínění. Z podobného důvodu se doporučuje vstupní přívody komparátoru po celé délce chránit zemními plochami proti pronikání takovýchto špiček ze všech sousedících vodičů, které přenášejí digitální signály. Aby se omezila úroveň pronikajících špiček přes zbylé parazitní kapacity, doporučuje se vstupy komparátoru budit z „tvrdých“ zdrojů napětí, tj. ze zdrojů s výstupním odporem menším než 1 kΩ. Špatně GND GND Vstup Výstup CPAR +UC -UC DGND AGND Správně GND GND Výstup Vstup +UC -UC CPAR=1 pF + - Ri=100 a b c Obr. 10.30: Vedení spojů komparátoru Rychlé komparátory využívají pro rychlé překlopení vydatnějších zdrojů proudu pro nabíjení parazitních kapacitorů uvnitř integrovaného obvodu. To způsobuje špičkové odběry proudu z napájecích zdrojů. Napájecí rozvody proto musí být masivní a musí být velmi kvalitně zablokovány. Výběr blokovacích kondenzátorů se odvíjí od rychlosti komparátoru – pro potlačení ostřejších proudových špiček jsou zapotřebí i kondenzátory na vyšší pracovní kmitočty. Dnes se k tomuto účelu téměř výhradně používají keramické kondenzátory. Pro vysokorychlostní komparátor je možné použít například paralelní kombinaci tří kondenzátorů: 10 μF a 100 nF z materiálu X7R a 1 nF z materiálu NP0. Každý z nich je nejúčinnější v jiném kmitočtovém pásmu a navzájem se doplňují. Přitom platí, že čím menší (SMD) pouzdro se použije, tím lepší jsou frekvenční vlastnosti kondenzátoru. Kondenzátor 1 nF musí být co nejblíže pouzdra a ostatní dva v jeho těsné blízkosti. Kondenzátory musí být umístěny a propojeny tak, aby byla co nejkratší proudová smyčka do země. Doporučené zapojení blokovacích kapacitorů včetně řešení plošného spoje je uvedeno na Obr. 10.31a. Země jsou rozděleny na signálovou analogovou AGND, číslicovou DGND a na výkonovou GND. Země se vzájemně propojí až v centrálním zemnicím uzlu celého zařízení. V případě, že vstupní analogová část je napájena ze symetrického zdroje a výstupní digitální část z nesymetrického napájecího zdroje, dostačuje takto kvalitně blokovat pouze výstupní část obvodu komparátoru 5 U klasického komparátoru (tj. s dvojčinným výstupem jako na Obr. 10.30a) je ke vzniku tohoto jevu náchylný právě invertující vstup. Existují však i komparátory s obrácenou logikou výstupu, u kterých je pak naopak náchylnější neinvertující vstup. Nicméně v obou případech je pronikání špiček do vstupního signálu nežádoucí, takže je snahou CPAR minimalizovat. 272 Fakulta elektrotechniky a komunikačních technologií VUT v Brně vykazující prudké změny úrovní signálu (např. číslicové signály). Může tak nastat strhávání kmitočtu multivibrátoru. Proto od tohoto uzlu odkloníme i ve vnitřních vrstvách desky plošného spoje zejména ty vodiče, kterými jdou signály vyznačující se velkými skokovými změnami. V kritických případech můžeme tento bod chránit elektrostatickou bariérou spojenou se zemí, popř. na horní straně desky ponechat pod pouzdrem komparátoru souvislou zemní vrstvu plošného spoje. Napájecí vývod je zapotřebí zablokovat opět co nejblíže pouzdra elektrolytickým či vícevrstvým kondenzátorem 1 μF a k němu paralelně připojit keramický vf kapacitor 100 nF. Protože vnitřní dělič sestávající ze tří rezistorů se shodnými odpory je napájen přímo z napájecího rozvodu, doporučuje se vstup RF zablokovat keramickým kapacitorem 10 nF. V případě, že chceme docílit větší přesnosti, je možné na svorku RF připojit vnější zdroj referenčního napětí se stabilitou lepší než má napájecí zdroj. Pak je ovšem kapacitor C2 zbytečný. t 0 C 2 3U t 0 H L u2 uCuC(t) b u1(t) t 0 H L u1 u2(t) RA  K1 RB  K2 u1C1 R0 R S T 1 +UC RC +UC GND co nejkratší spoj R1 u2 T VÝST +UC +UC C2 C3C4 100 n1 μ C3, C4 blízko pouzdra I2 RF I1 CMOS Timer a TRIG Obr. 10.37: Časovač zapojený jako monostabilní klopný obvod Ještě větší péči při návrhu plošného spoje vyžaduje zapojení monostabilního klopného obvodu s časovačem na Obr. 10.37. Zde navíc musí být i krátký spoj vedený z kapacitoru C1 na vývod spínacího tranzistoru T. I v tomto případě se kapacitor C1 chová jako tzv. „měkký zdroj napětí“ a veškeré rušivé signály, které se dostanou do tohoto uzlu, mohou způsobit zkrácení či prodloužení časového intervalu generovaného impulsu. Doporučené řešení plošného spoje pro tento monostabilní klopný obvod je uvedeno na Obr. 10.38. Konstrukce elektronických zařízení 273 C1 R1 C3 C2 C4 GND GND GND IO +UC IN OUT kritický uzel Obr. 10.38: Doporučený plošný spoj pro zapojení monostabilního klopného obvodu s časovačem Jiný typ jednoúčelového monostabilního klopného obvodu uvedený na Obr. 10.39 je všemi výrobci jednoznačně zařazen do kategorie logických obvodů. Z principiálního zapojení je však zřejmé, že má svoji analogovou část, která je citlivá na vnější vlivy. t 0 t 0 H L u2 uC u1(t) t 0 H L u1 u2(t)  K VÝSTUP +UC C2100 n T ŘÍZENÍ C1uC R1 u1 VSTUP UREF UC UC UREF uC(t) u2(t) UC Obr. 10.39: Monostabilní klopný obvod V klidu je tranzistor T rozpojen a kapacitor je nabit na napětí UC. Jestliže je na vstup časovače přiveden časovací impuls, řídicí obvod na krátký okamžik sepne tranzistor T a kapacitor C1 se rychle vybije a pak se začne nabíjet s časovou konstantou R1C1 na napájecí napětí. Výstupní napětí komparátoru má v této době hodnotu H. Jakmile napětí na kapacitoru dosáhne hodnoty interně nastaveného referenčního napětí UREF, dojde k překlopení komparátoru a na jeho výstupu bude L. Je zřejmé, že kritickým uzlem je zde vstup komparátoru připojený k R1 a C1. Kolem tohoto uzlu se nedoporučuje vést žádné logické signály, protože průnik rušení do tohoto obvodu může způsobit zkrácení či prodloužení výstupních impulsů monostabilního obvodu. Tento uzel má být co nejmenší a v kritických případech se doporučuje pod integrovaným obvodem a v jeho okolí rozvést zemnicí plochy. Většina multivibrátorů či monostabilních klopných obvodů pracuje na stejném principu založeném na nabíjení kapacitoru v RC obvodu. Vzhledem k tomu, že se používají externí rezistory a kapacitory, bude přesnost těchto obvodů určena zejména výrobními a tepelnými 274 Fakulta elektrotechniky a komunikačních technologií VUT v Brně tolerancemi těchto obvodových prvků. Rezistory do RC článku vybíráme přesné a stabilní s nízkým teplotním koeficientem lepším než ± 15 ppm/°C. Kapacitory volíme taktéž přesné a stabilní třídy 1, nejlépe s nulovým teplotním součinitelem (COG/NPO aj.). Kapacitor by měl vykazovat malou dielektrickou absorbci lepší než 0,2 %. 10.6 Aplikační pravidla pro D/A a A/D převodníky A/D a D/A převodníky, stejně jako komparátory patří k jedněm z nejobtížněji aplikovaným obvodům. Spadají do kategorie tzv. systémů se smíšenými signály (mixed – signal systems), které pracují na rozhraní analogových a číslicových signálů. Dříve byly D/A a A/D převodníky považovány za obvody s vysokou přesností a nízkou rychlostí. Kritériem byla doba převodu potřebná pro vzájemný D/A nebo A/D převod signálu. Dnešní D/A a A/D převodníky však většinou pracují jako vysokorychlostní a proto s nimi musí být také tak zacházeno. Všechny vzorkovací A/D převodníky (se zabudovaným vzorkovačem S/H), i když se jejich doba převodu zdá být nízká, je nutno považovat za vysokorychlostní obvody. Např. 12-bitový středně rychlý A/D převodník s postupnou aproximací s dobou převodu 500 kS/s může pracovat s interním taktovacím kmitočtem 10 MHz. Podobně převodníky sigma-delta je nutno díky jejich vysokému převzorkovacímu kmitočtu považovat za vysokorychlostní obvody. Např. A/D převodníky s rozlišením 24 bitů určené pro převod nf analogových signálů (10 Hz až 7,5 kHz) pracují s interním taktovacím kmitočtem 5 MHz nebo i vyšším. Kromě toho se některé integrované A/D a D/A převodníky vyznačují relativně malými interními digitálními proudy, jiné pak mají digitální proudy velké. Ve většině případů musí být tyto dva typy převodníků ošetřeny odlišně. 10.6.1 A/D a D/A převodníky pracující s velkými digitálními proudy Je realitou, že digitální obvody jsou zdrojem velkého vf rušení. Saturační logika způsobuje v napájení a tedy i v zemním vodiči velké a rychlé proudové špičky, které na odporu a indukčnosti zemního vodiče způsobují chybové napětí. Přitom analogové obvody jsou velmi citlivé na rušení v přívodech napájecího napětí a zejména pak na společném zemním vodiči. Z těchto důvodů má většina A/D či D/A převodníků oddělené napájení analogové a digitální části včetně samostatných zemních přívodů. Jako příklad je na Obr. 10.40 uvedeno vnitřní uspořádání paralelního D/A převodníku s váhovými zdroji proudu. Aby bylo dosaženo požadované přesnosti převodu, musí být vstup operačního zesilovače či zdroj referenčního napětí připojeny na přesný nulový potenciál. Proto jsou země převodníku rozděleny na analogovou (AGND) a digitální zem (DGND). Aby nedošlo v analogové zemi ke vzniku rušivého napětí při připojení všech zdrojů váhových proudů (které právě nejsou v činnosti) na nulový potenciál, je tzv. doplňkový proud IC odveden do výkonové země, i když jde o váhové proudy z analogové části převodníku. U A/D převodníků jsou pak na přesný nulový potenciál připojeny i další referenční zdroje či komparátory. Pokud bychom spojili výkonovou zem s analogovou zemí, pak proudové špičky vzniklé přepínáním zdrojů proudu způsobí na analogovém zemním vodiči napěťové špičky, které následně proniknou do výstupu převodníku. Většinou je výkonová zem proto spojena uvnitř převodníku s digitální zemí. Konstrukce elektronických zařízení 275 REF zdroje váhových proudů   I0 R I0/2 2R DAC  UA R I0/4 2R R ... ... 2R I0/256 ...   A AGND OUT I ... ... IC DGND D digitální řízení B8 B2 B1 LSBMSB+UAUD... P P PGND P Obr. 10.40: Příklad vnitřního zapojení paralelního D/A převodníku s váhovými proudy Rušení z digitální části zařízení může pronikat do analogové části i z dalších důvodů v případech, kdy digitální signálové spoje jsou vedeny společně s analogovými signály. Prudké změny logického signálu se pak snadno přenesou do analogové části prostřednictvím parazitních kapacit a vzájemných indukčností mezi plošnými vodiči jako derivační špičky. Proto se doporučuje obvody na DPS striktně rozdělit na analogovou a digitální část a pod každou částí realizovat na druhé straně, či ve vnitřní vrstvě DPS, analogovou a digitální zemnicí vrstvu (viz Obr. 10.41). Analogová a digitální část by měly mít svůj vlastní napájecí zdroj včetně samostatného zpětného zemního vodiče. zdroj analogové části zemnicí vrstva analogové části analogové obvody digitální obvody zdroj digitální části centrální zemnicí bod zemnicí vrstva digitální části UD UA obvod se smíšenými signály BUS Obr. 10.41: Způsob rozdělení DPS na analogovou a digitální část a volba centrálního zemnicího bodu v případě užití jediného D/A nebo A/D převodníku (typická vývojová či testovací deska) 276 Fakulta elektrotechniky a komunikačních technologií VUT v Brně Jako společný bod pro spojení obou zemí se volí analogová zemní svorka převodníku. Tímto způsobem se zajistí, aby rušivé zemní proudy z digitální části neovlivnily přesnost převodu převodníku. Stejnou filosofii rozdělení zemí a bod jejich spojení volíme u všech obvodů se smíšenými signály, tj. jak v případě D/A převodníků, tak i v případě A/D převodníků. Tento způsob volby centrálního zemnicího bodu je doporučován ve většině aplikačních listů. Je však třeba si uvědomit, že takto lze volit centrální zemnicí bod pouze v případě, že v zařízení je použit jediný D/A nebo jediný A/D převodník. Jamile bude v zařízení několik D/A a několik A/D převodníků, které jsou navíc na různých zásuvných kartách, nelze tento způsob aplikovat. Pak je nutno použít tzv. „jednobodový“ hvězdicový zemnicí systém, kdy analogová a digitální zem jsou v celém zařízení vedeny odděleně a centrální zemnicí bod se obvykle zvolí u zemní svorky výkonově nejvíce namáhaného napájecího zdroje. Příklad uspořádání zásuvné karty osazené jak A/D tak i D/A převodníky pracujícími s velkými digitálními proudy je uveden na Obr. 10.42. Zemnicí vrstvy jsou pod převodníky rozděleny tak, aby analogové signály včetně napájení analogové části byly vedeny nad analogovou zemnicí vrstvou a podobně digitální signály jsou vedeny nad digitální zemnicí vrstvou. Analogová zem převodníku je spojena se zemnicí vrstvou analogové části, digitální zem je spojena se zemnicí vrstvou digitální části. Mezi obě zemnicí vrstvy na zásuvné kartě je antiparalelně zapojena dvojice rychlých Schottkyho diod, které omezí případné vf rušení mezi zemními vodiči na max ±0,3 V. Současně tyto diody chrání převodníky proti průrazu, protože některé obvodové prvky převodníku (např. komparátory) jsou připojeny mezi oba napájecí systémy UA, UD a mohly by se neopatrnou manipulací, např. při zasunutí karty do propojovací desky pod napětím, zničit. zemnicí vrstva analogové části zásuvná DPS UD UA analogové obvody BUS UD UA analogové obvody UD digitální obvody zemnicí vrstva digitální části analogová zem digitální zem centrální zemnicí bod UD UA napájecí zdroje D1D2 IN OUT A/D převodník D/A převodník Obr. 10.42: Rozdělení na analogovou a digitální část v případě převodníků A/D nebo D/A s velkými digitální proudy Konstrukce elektronických zařízení 277 Ve vysoce přesných aplikacích se vyplatí analogovou zem ještě rozdělit na signálovou a výkonovou zem, přičemž analogová zem A/D nebo D/A převodníku se připojí na signálovou zem, kdežto blokovací kondenzátory v napájení analogové části se připojí na výkonovou zem. 10.6.2 A/D a D/A převodníky pracující s malými digitálními proudy Analogové obvody, jako jsou zesilovače nebo zdroje referenčního napětí či proudu, které jsou citlivé na vf rušení, se vždy vztahují a blokují vzhledem k analogové zemi. Podobně jako s analogovými obvody by se mělo zacházet i s A/D a D/A převodníky (a i s dalšími obvody pracujícími se smíšeným signálem), které se vyznačují malými digitálními proudy. Tento typ převodníku se pak uzemňuje a jejich napájení blokuje jen k analogové zemi. Na první pohled se to může zdát nesmyslné, protože převodník má svoji analogovou a digitální část a obvykle má samostatné vývody analogové (AGND) a digitální (DGND) země. Proč tomu tak je, osvětlíme pomocí zapojení na Obr. 10.43, kde je uvedeno nepříliš vhodné uspořádání zemí obvodu se smíšenými signály s malými interními digitálními proudy. Aby se uvnitř integrovaného obvodu zabránilo pronikání vf rušení z digitálních obvodů do analogových obvodů, jsou jejich zemní vodiče zcela odděleny. Rychlé změny digitálních proudů v zemním vodiči DGND vyvolají napětí v bodě B, které se přenese přes parazitní kapacitu Cpar do bodu A analogových obvodů. Pokud bude vývod DGND připojen k jakékoliv další impedanci digitální země, kterou navíc protékají velké vf rušivé proudy externě připojených digitálních obvodů, zvedne se úroveň rušení v bodě B a tedy i úroveň digitálního rušení v bodě A. zemnicí vrstva analogové části UA UA analogové obvody zemnicí vrstva digitální části analogová zem digitální zem centrální zemnicí bod UD UA AGND Lp Rp Cpar A B DGND Lp Rp obvod se smíšenými signály IN/OUT NESPRÁVNĚ UD UD digitální obvody UD další digitální obvody ... ... napájecí zdroje Obr. 10.43: Nevhodné zapojení obvodu se smíšenými signály s malými interními digitálními proudy 278 Fakulta elektrotechniky a komunikačních technologií VUT v Brně Označení vývodu DGND nám ale pouze říká, na který vývod integrovaného obvodu je vyvedena interní zem jeho digitálních obvodů, nikoliv, že tento vývod musí být nutně připojen k digitální zemi celého systému. Doporučené řešení pro A/D převodník s malými interními digitálními proudy (technologie CMOS) je uvedeno na Obr. 10.44. Vývod digitální země DGND je co nejkratším způsobem propojen s vývodem analogové země AGND. Je pravdou, že toto uspořádání může injektovat malé množství digitálního šumu do analogové země, ale pokud budou interní digitální proudy malé, bude šum daleko menší, než digitální šum od dalších připojených digitálních systémů pracujících s velkými digitálními proudy. Digitální část převodníku s malými digitálními proudy se v tomto případě napájí z napájecího zdroje analogové části. Aby nedošlo k přenosu digitálního rušení z napájecího přívodu digitální části převodníku do přívodu napájení analogové části, jsou vývody UA a UD odděleny feritovou perlou, která pro vf proudy vykazuje velkou impedanci. Interní rušivé digitální proudy se pak budou uzavírat krátkou cestou přes blokovací kondenzátor C2. Tato cesta je na Obr. 10.44 znázorněna červeně. Rušivé vf proudy způsobené digitální částí převodníku se proto na vnější analogové zemi převodníku neprojeví a jsou omezeny jen na malou smyčku přes blokovací kondenzátor C2 a vývod DGND. Blokovací keramický kondenzátor C2 o kapacitě 10 nF až 100 nF s malou parazitní indukčností by měl být namontován co nejblíže převodníku tak, aby se minimalizovala parazitní indukčnost plošného spoje. zemnicí vrstva analogové části C1 UA analogové obvody zemnicí vrstva digitální části analogová zem digitální zem centrální zemnicí bod UD UA AGND Lp Rp Cpar DGND Lp Rp A/D převodník IN SPRÁVNĚ UD digitální obvody UD další digitální obvody ... ... krátký spoj AMP UA C2 500R 500Rregistr Cp Cp ... blokování co nejkratší cestou napájecí zdroje Obr. 10.44: Doporučené zapojení A/D převodníku s malými interními digitálními proudy Aby změny interních digitálních proudů zůstaly skutečně malé, doporučuje se také mezi vlastní převodník a další digitální obvody vložit oddělovací registr s malými vstupními proudy, nebo oddělovací hradla CMOS. Pro omezení prudkých změn v odběru proudu v digitální části převodníku se navíc doporučuje do přívodů k oddělovacímu registru vložit rezistory o odporu 500 Ω, které společně se vstupními parazitními kapacitami Cp vytvoří RC článek, který zmenší prudké změny výstupních proudů při nabíjení těchto parazitních kapacit. Rezistor 500 Ω se vstupní parazitní kapacitou Cp ≈ 10 pF způsobí zpoždění nástupné či sestupné hrany logického Konstrukce elektronických zařízení 279 signálu přibližně o 11 ns. I když celá řada převodníků je vybavena třístavovou logikou pro přímou komunikaci s datovou sběrnicí, je vložení oddělovacího registru mezi převodník a datovou sběrnici osvědčenou praxí. Na závěr je třeba ještě zdůraznit, že i když analogová část i digitální část převodníku bude pracovat se shodným napájecím napětím +5 V, neznamená to, že analogovou část převodníku můžeme napájet ze stejného napájecího zdroje +5 V, ze kterého je napájen mikroprocesor, dynamické RAM, elektrický ventilátor a další zařízení s vysokým proudovým odběrem. Každá část zařízení musí mít samostatné napájecí zdroje. 10.7 Logické obvody První fází konstrukčního řešení digitálního (číslicového) systému je bezesporu sestavení logického schématu z dostupných integrovaných obvodů. Konstruktér vychází z potřebných logických funkcí, které realizuje z daného sortimentu typů integrovaných obvodů příslušné řady. Tato problematika ale není předmětem této publikace. Zde pouze uvádíme zásady týkající se výběru typové řady logických obvodů, připojování nevyužitých vstupů, ošetření signálů z mechanických kontaktů, připojení nestandardních zátěží, přizpůsobení úrovní pro vzájemné propojení obvodů TTL a CMOS apod. 10.7.1 Přehled a základní vlastnosti vyráběných typových řad Historicky se vývoj digitálních obvodů ubíral dvěma základními směry určenými technologií výroby. Jako první se začaly používat digitální obvody TTL realizované bipolární technologií. Snížení cen a příkonu digitálních obvodů pak přinesla technologie CMOS, která také umožnila výrazné snížení napájecích napětí. Bipolární technologii však technologie CMOS dosud nedokázala překonat, pokud se týká některých parametrů či sortimentu a proto se oba typy stále užívají. Jako poslední se na trhu objevily obvody vyráběné technologií BiCMOS, které dosahují srovnatelné zpoždění jako bipolární technologie, ale jejich příkon je daleko nižší. V dnešní době se logické obvody vyrábějí ve velkém množství různých typových variant. Je to dáno tím, že některé technologie musí podporovat zpětnou kompatibilitu s již stávajícími obvody, jiné jsou naopak zaměřeny na nízký příkon hradla, malé napájecí napětí nebo malé zpoždění signálu při průchodu hradlem. Mezi primární rozhodnutí při konstrukci zařízení proto patří výběr vhodné typové řady. V následujícím přehledu jsou uvedeny často používané produktové řady bipolárních a unipolárních logických obvodů. Bipolární logické obvody TTL Užívání bipolárních logických obvodů TTL se velmi rychle rozšířilo po celém světě. Šlo především o obvody označované SN74, které od roku 1963 vyráběla firma Texas Instruments a později pod různým označením mnoho dalších výrobců. Původní obvody této řady (nazývané klasické nebo standardní) jsou již léta považovány za zastaralé. Nevyhovují současným požadavkům z hlediska rychlosti i spotřeby. Starší typové řady se již nedoporučuje užívat pro nové konstrukce. Uvedeme zde proto pouze přehled v dnešní době nejužívanějších typových řad. ALS (Advanced Low power Schottky) řada byla vyvinuta pro aplikace s nízkým příkonem a dostatečnou rychlostí. Jsou schopny zpracovat kmitočty přesahující 5 GHz. Řada ALS představuje cenově dostupný typ bipolárních digitálních obvodů z hlediska běžně 280 Fakulta elektrotechniky a komunikačních technologií VUT v Brně uplatňovaných požadavků na rychlost a malou spotřebu a na dostatečný sortiment jednotlivých typů obvodů. Zpoždění hradla je lepší než 11 ns. F popř. FAST (Fairchild Advanced Schottky TTL) je podobná řadě ALS, vyznačuje se poněkud vyšší rychlostí než řada ALS při dodržení nízké spotřeby energie, zpoždění hradla je lepší než 7 ns. Obvodově se nijak výrazně neliší od řady ALS. Navíc je zde užit nelineární rezistor („dynamický odpor“), jehož úkolem je další zrychlení obvodu především při přechodu do stavu H na výstupu. U této řady je k dispozici největší sortiment nejrůznějších obvodů (registry, čítače, dekodéry aj.). LVT (Low Voltage TTL) jsou logické obvody TTL, jejichž řešení bylo navrženo tak, aby je bylo možné napájet napětím 3,3 V. Přitom logické úrovně zůstaly shodné jako u klasických obvodů TTL napájených napětím 5 V. Tento alternativní způsob řešení přinesl zkrácení zpoždění signálu, které je u hradla lepší než 4,1 ns. Poznámka: Obvody jednotlivých řad bipolárních logických obvodů mohou být používány současně, jsou signálově slučitelné. Existuje zde však jeden problém – nebo spíše existuje vždy v době, kdy se určitá řada začíná vyrábět a není k dispozici dostatečný sortiment typů obvodů. Postupné nahrazování jednotlivých typů jedné řady obvody jiné řady není pro uživatele výhodné. Důvodem je, že při návrhu zařízení je nutné počítat vždy s horšími parametry obou řad. Výhodnějším řešením je proto při novém návrhu přejít kompletně na novou řadu, až bude sortiment typu obvodů dostatečně rozsáhlý. Unipolární logické obvody CMOS Brzy po nástupu logických obvodů TTL byly vyvinuty logické obvody CMOS typové řady CD4000 popř. 74C. Vyznačovaly se pro běžné aplikace dostačující rychlostí, nízkým příkonem, velkým rozsahem napájecích napětí a vysokou šumovou imunitou. Další typové řady logických obvodů CMOS pak přinesly zlepšení řady parametrů a typová řada CD4000/74C se dnes považuje za zastaralou. Pro nové konstrukce se doporučuje používat níže uvedené typové řady logických obvodů CMOS. HC/HCT (HC = High speed CMOS, HCT = High speed CMOS – TTL inputs) jsou rychlé logické obvody, které patří k nejužívanějším obvodům posledních let. Mohou spolupracovat i s jinými typovými řadami obvodů CMOS (HC mají vstupy kompatibilní s logikou CMOS), popř. s logickými obvody TTL (HCT mají vstupy kompatibilní s TTL). Příkon obvodů 74HC je velmi nízký, ale významně se zvyšuje v dynamickém režimu. Velký vliv na zvýšení příkonu má také teplota. Například při zvýšení teploty z 25 na 85 °C se při napájecím napětí UN = 6 V napájecí proud zvětší z 2 µA na 20 µA (příkon se zvětší z 12 µW na 120 µW). Další zvýšení na maximální přípustnou teplotu 125 °C se projeví napájecím proudem 40 µA a odpovídajícím ztrátovým výkonem 240 µW. Obvody řady 74HCT jsou určeny k přímé návaznosti na obvody TTL. Jejich vstupní obvody jsou navrženy tak, aby respektovaly vstupní napětí UIL < 0,8 V a UIH > 2 V pro napěťové vstupní úrovně. V obou případech vstupní proudy nepřesáhnou hodnotu 1 µA. Proto mohou obvody 74HCT snadno nahradit obvody 74LS pouhou záměnou, přitom se ztrátový výkon redukuje až na pětinu. Je nutno upozornit, že se poněkud změní dynamické parametry a v kritických aplikacích je nutná kontrola. Typické vlastnosti obvodů HC/HCT:  velmi nízký příkon, ve statickém režimu je příkon v průměru 10 µW na jedno elementární hradlo,  vykazují vysokou šumovou imunitu, Konstrukce elektronických zařízení 281  zpoždění na jedno hradlo je kolem 18 ns, jsou tedy až 5x rychlejší než obvody 74C,  nízká cena. AHC/AHCT (AHC = Advanced High speed CMOS, AHCT = Advanced High speed CMOS – TTL inputs) jsou pokročilejší než obvody HC/HCT, vykazují výbornou šumovou imunitu, ale zejména mají pouze poloviční příkon oproti obvodům HC/HCT. Typické vlastnosti obvodů AHD/AHCT:  přibližně poloviční spotřeba než u obvodů HC,  vynikají nízkým šumem,  zpoždění je asi 8,5 ns (jsou tedy více než 2x rychlejší než obvody HC)  výstupní proud 8 mA (pro napájecí napětí 5 V),  může pracovat při napájecím napětí 3,3 i 5 V,  při použití napájecího napětí 3,3 V jsou vstupy díky ochranným diodám odolné vůči napětí přesahující 3,3 V. AC/ACT (AC = Advanced CMOS, ACT = Advanced CMOS – TTL input) jsou pokročilé CMOS logické obvody s vynikající nízkou spotřebou, ale zároveň jsou schopné pracovat s velkým výstupním proudem. Vstupy obvodů AC jsou kompatibilní s CMOS logikou a ACT umožňuje navázání logických obvodů TTL. Řada 74AC představuje skupinu rychlých obvodů CMOS se vstupními úrovněmi CMOS a posílenými výstupy, které mohou budit zátěž proudy až 24 mA. Doba zpoždění signálu je stejná nebo kratší než u obvodů ALS TTL, avšak obvody mohou mít až trojnásobně vyšší hodinový kmitočet. Obvody se vyznačují velkou odolností vůči kapacitní zátěži. Typické vlastnosti obvodů AC/ACT:  velmi nízká spotřeba,  typické zpoždění 5 ns,  napájecí napětí 1,5 V až 5,5 V (AC), popř. 4,5 V až 5,5 V (ACT),  výstupní proud až 24 mA. LV/LVC (Low Voltage CMOS) jsou logické obvody CMOS umožňující pracovat s velmi nízkým napájecím napětím, ale i s napájecím napětím 5 V. Typické vlastnosti obvodů LV/LVC:  široký rozsah napájecího napětí 1,0 až 5,5 V,  typické zpoždění 9 ns pro UN = 3 V,  pro napájecí napětí 4,5 V umožňují dosáhnout dvojnásobné rychlosti, než řada HCMOS,  výstupní proud je asi 8 mA pro UN = 3 V a 12 mA pro UN = 4,5 V,  snadná náhrada obvodů HCMOS, umožňují snížení napájecího napětí z 5 V na 3,3 V při zachování rychlosti. ALVC (Advanced Low Voltage CMOS) jsou CMOS logické obvody s vynikající rychlostí a nízkou spotřebou, které pracují i při nízkém napájecím napětí. Využívány jsou zejména pro konstrukci výpočetní techniky a jejich periferií. Typické vlastnosti obvodů ALVC jsou:  velmi nízká spotřeba, 288 Fakulta elektrotechniky a komunikačních technologií VUT v Brně +UN & CMOS 0 u0 uI ABC A & B +UN& C uO (uI) Obr. 10.47: Změna přenosových charakteristik hradla CMOS podle způsobu ošetření nevyužitých vstupů Ošetření nevyužitých logických obvodů CMOS U nevyužitých logických obvodů CMOS jsou úvahy o snížení proudové spotřeby obvodu zbytečné. Ať připojíme vstupy na zem nebo na rozvod napájecího napětí UN, vždy je alespoň jeden z koncových spínacích tranzistorů zahrazen, takže obvodem teče jen nepatrný klidový proud, logické členy pracují ve statickém režimu a mají proto zanedbatelně malý příkon. 10.7.4 Přizpůsobení napěťových úrovní Při konstrukci zařízení obvykle narazíme na skutečnost, že ve vybrané typové řadě logických obvodů některé typy chybí a musíme vybrat obvody z jiné typové řady, nebo logické obvody musí komunikovat s mikroprocesorem vyrobeným jinou technologií. Základní porovnání napěťových úrovní různých typů logických obvodů je uvedeno na Obr. 10.48. Zde UIH značí minimální vstupní napětí, které je vyhodnoceno jako logické úrovně H, podobně UIL je maximální vstupní napětí pro úroveň L. UT značí přibližnou úroveň, kdy dojde k překlopení obvodu a UOH a UOL jsou zaručená výstupní napětí pro úroveň H a L. UN 5 V 2,4 2,0 1,5 0,8 0,4 0 UIH UOH UT UIL UOL GND 5 V TTL UN 5 V 4,44 3,5 2,5 1,5 0,5 0 UIH UOH UT UIL UOL GND 5 V CMOS UN 3,3 V 2,4 2,0 1,5 0,8 0,4 0 UIH UOH UT UIL UOL GND 3,3 V LVTTL UN 2,5 V 2,3 1,7 1,2 0,7 0,2 0 UIH UOH UT UIL UOL GND 2,5 V CMOS UN 1,8 V 1,2 1,17 0,9 0,0 0,45 0 UIH UOH UT UIL UOL GND 1,8 V CMOS Obr. 10.48: Napěťové úrovně různých typových řad logických obvodů Konstrukce elektronických zařízení 289 Pro přizpůsobení napěťových úrovní je na trhu celá řada obvodů. Jako příklad uvedeme převodník logických úrovní (Logic Level Shifter) napájený jediným napájecím napětím (viz Obr. 10.49). Jde o CMOS pozitivní hradlo NOR, jehož výstupní logické úrovně jsou určeny napájecím napětím UN. Obvod umí převést nízké úrovně na vyšší (Up Level Shifting), popř. vyšší logické úrovně převede na nižší (Down Level Shifting). Obě možnosti jsou uvedeny na Obr. 10.49. a UN1 = +1,8 V 1 Procesor UN2 = +2,5 V Digitální obvody UN = +3,3 V UN = +3,3 V Digitální obvody b UN1 = +3,3 V 1 Digitální obvody UN2 = +2,5 V Digitální obvody UN = +1,8 V UN = +1,8 V Procesor Obr. 10.49: Příklady přizpůsobení napěťových úrovní převodníkem s jedním napájením a) převod na vyšší logickou úroveň, b) převod na nižší logickou úroveň Jiné typy převodníků (Voltage Level Translators) pracují se dvěma napájecími napětími. Příklad jednosměrného jednobitového převodníku napětí s dvojitým napájením je uveden na Obr. 10.50. Obvod lze použít jak ke zvýšení logické úrovně napětí, tak i pro její snížení. Zařízení pracuje se dvěma napájecími napětími UN1 a UN2, přičemž každé z těchto napájecích napětí může být z rozmezí 1,65 V až 3,60 V. Napětí UN1 definuje úrovně napětí na vstupu A, kdežto úrovně napětí na výstupu B definuje napájecí napětí UN2. Převodník je vhodný pro převod napěťových úrovní mezi systémy napájenými 1,8 V, 2,5 V a 3,3 V. Existují i sofistikovanější obousměrné převodníky, u kterých je možno řídit směr přenosu, nebo převodníky s automatickým vyhodnocením směru přenosu. Uvedené obvody jsou však již nad rámec této kapitoly. UN1 = +1,8 V Procesor Digitální obvody UN1 A GND B UN2 UN2 = +3,3 V 1 1 Obr. 10.50: Převodník napěťových úrovní se dvěma napájecími napětími 290 Fakulta elektrotechniky a komunikačních technologií VUT v Brně Při připojování vstupů logických obvodů se největší problémy vyskytují s připojením na obvody, jejichž výstupní signál má jiné úrovně signálu, než potřebují standardní logické obvody. Na Obr. 10.51a je nakresleno zapojení, u kterého se k omezení vstupního napětí U > UN na přípustnou hodnotu UN + UP = UN + 0,4 používá Schottkyho dioda (s prahovým napětím UP = 0,4 V) připojená na napájecí napětí UN. Pokud jsou vstupní úrovně přesně známy, stačí na vstup hradla zařadit odporový dělič, který hodnotu vstupního napětí U sníží na příslušnou hodnotu pro úroveň H (viz Obr. 10.51b). R1H +UN U >UN a c D1L 0 V R1H +UN U >UN b D1L 0 V R2 R1 +UN U2 >UN D1 R2 U1 < 0 T1 H L UN 0 V R3 d R1 +5 V 0 V R2 T1 H L R3 -5 V D1 10K 6K8 +5 V-0,7 V 10K -5 V 1 1 1 1 Obr. 10.51: Příklady přizpůsobení nestandardních logických úrovní pro obvody typové řady ALS Pokud by ovšem mohlo dojít k překročení povolené hodnoty vstupního napětí hradla, doporučuje se taktéž zapojit ochrannou diodu D1. Zapojení podle Obr. 10.51c používá k převodu úrovní U1 < 0 V a U2 > UN spínací tranzistor v zapojení se společným emitorem. Čárkovaně naznačená dioda D1 se musí použít při U1 < -5 V, neboť by mohlo dojít k proražení emitorového přechodu tranzistoru při malém odporu rezistoru R1. Tranzistor invertuje vstupní napětí a transformuje je do úrovní 0 V a UN. Musíme-li navázat obvody ALS na část číslicového systému se zápornou logikou (např. s úrovněmi -5 V a 0 V), můžeme použít přizpůsobovací obvod podle Obr. 10.51d. Spínací tranzistor T1 má emitor připojen na záporné napájecí napětí -5 V. Rezistorový dělič R2, R3 v jeho kolektoru je navržen tak, aby napětí na výstupu děliče odpovídalo při otevřeném tranzistoru T1 úrovni L. Rezistor R2 musí tedy mít takový odpor, aby tato podmínka byla splněna i při reálném proudu IIL připojeného invertoru. V některých případech zapojujeme i ochrannou diodu D1 pro omezení záporných napětí na vstupu invertoru. Pozor na to, že tranzistor T1 invertuje procházející signál. 10.7.5 Ošetření pomalých přechodových hran Pro správnou činnost digitálních obvodů je zapotřebí, aby se vstupní napětí nenacházelo „příliš dlouho“ v rostoucí či klesající části přechodové hrany, tzn. vstupní signál musí mít v čase krátkou nástupnou či sestupnou hranu. Pokud tomu tak není a hrany jsou příliš pomalé, může Konstrukce elektronických zařízení 291 šum superponovaný na vstupní signál vyvolat několikanásobné překlopení výstupního napětí (viz Obr. 10.52a). Dále je nutno vzít v úvahu, že hradlo v přechodové oblasti pracuje jako zesilovač, a že mezi vstupem a výstupem existuje parazitní kapacitní vazba. Pokud se působením vnějšího signálu obvod dostane do oblasti rozhodovací úrovně UT a bude v ní příliš dlouho, může být splněna podmínka kladné zpětné vazby a obvod se rozkmitá. Na výstupu se pak objeví náhodná série logických úrovní L a H, která způsobí nesprávnou funkci dalších návazných obvodů. Z tohoto důvodu by měla být rychlost přechodových hran větší než 1 V/µs. Konkrétní hodnota záleží na použité řadě logických obvodů. a uIu0 uI UT 0t u0 0t b uIu0 uI UTH 0t u0 0t UTL 1 1 Obr. 10.52: Vliv pomalých přechodových hran: a) běžné hradlo, b) hradlo se Schmittovým obvodem na vstupu U běžných logických obvodů dochází k překlopení ve stejném bodě jako v případě náběžné, tak i sestupné hrany. Pokud se napětí hrany mění jen pomalu, je také pravděpodobné, že dojde k otevření obou výstupních tranzistorů hradla současně, čímž v obvodu vznikne krátkodobý požadavek na větší napájecí proud ze zdroje (UN). Pokud však takový proud není k dispozici (například vlivem nedostatečných či nevhodně navržených blokovacích kondenzátorů), dojde ke krátkodobému poklesu napájecího napětí. Tím však také dojde k posunu rozhodovacích úrovní vstupů a logický prvek se překlopí zpět do předchozího stavu. V tu chvíli napájecí napětí opět stoupne a celý proces se opakuje. Výsledkem je kmitání obvodu, které se samozřejmě přenese i do rozvodu napájení. Pro zpracování pomalu se měnících signálů je proto nezbytné použít logické obvody s hysterezí mající na vstupu Schmittův klopný obvod (Schmitt trigger). Je to v podstatě komparátor s kladnou zpětnou vazbou a se dvěma rozhodovacími úrovněmi, které se přepínají 292 Fakulta elektrotechniky a komunikačních technologií VUT v Brně podle okamžitého stavu na výstupu. Přesnost nastavení těchto úrovní nemusí být ani nijak velká. Schmittův obvod na vstupu logického obvodu dokáže jednoznačně zajistit spolehlivé překlopení výstupu obvodu a odstranění nežádoucích zákmitů. Pokud přivedeme na vstup hradla se zabudovaným Schmittovým obvodem rostoucí vstupní napětí (viz. Obr. 10.52b), hradlo se překlopí až v okamžiku, kdy vstupní napětí dosáhne horní rozhodovací úrovně UTH. Tím ovšem Schmittův klopný obvod na vstupu hradla přejde na dolní rozhodovací úroveň UTL. Proto se hradlo nepřiklopí, i když se vstupní napětí dostane pod úroveň UTH. Uvedený mechanismus přepínání rozhodovacích úrovní v závislosti na stavu výstupu účinně brání tomu, aby se obvod náhodně překlopil. Tento typ vstupu lze nalézt u celé řady logických obvodů a mikrokontrolerů. 10.7.6 Zpracování signálů z mechanických kontaktů Celá řada číslicových systémů musí zpracovávat i signály, které dodávají zařízení s mechanickými kontakty (spínače, přepínače, relé, klávesnice apod.). Výstupní signál mechanického kontaktu v okamžiku sepnutí nebo rozepnutí může být doprovázen po dobu až několika milisekund zákmity, které se pochopitelně dostávají na vstup připojených logických obvodů. Vzhledem k rychlosti číslicových obvodů je zřejmé, že tato série krátkých impulsů pronikne do logických obvodů a může mít nežádoucí důsledky. Proto je nutné v kritických případech signál z mechanických kontaktů upravit speciálními obvody. I když vstupní obvody logických obvodů CMOS jsou konstruovány naprosto odlišně od obvodů TTL, jsou zásady ošetřování kontaktů v mnoha případech totožné. Jen je při návrhu konkrétních hodnot součástek nutno počítat s tím, že vstupní proudy obvodů CMOS jsou podstatně nižší, než je tomu u obvodů TTL. Na Obr. 10.53 je několik příkladů zapojení pro korekci signálů z mechanických kontaktů, které využívají invertor se Schmittovým obvodem na vstupu. Zapojení mají za spínačem integrační člen RC k časovému překlenutí přechodného děje při sepnutí nebo rozpojení kontaktů. Časová konstanta se volí řádově několik milisekund. Pokud při sepnutí spínače dojde k odskočení kontaktů, pouze se pozastaví vybíjení či nabíjení kapacitoru C1 a k překlopení hradla dojde až v okamžiku, kdy napětí na kapacitoru C1 dosáhne hodnoty rozhodné pro překlopení Schmittova klopného obvodu. Hodnoty součástek v případě zapojení na Obr. 10.53c jsou zvoleny s přihlédnutím na použitý invertor CMOS. Funkce obvodu je ale obdobná. V klidu je na vstupu invertoru napětí odpovídající úrovni L. Po stlačení tlačítka se vstupní napětí invertoru přibližně exponenciálně zvětšuje a invertor se překlopí. Díky nepatrným vstupním proudům je dimenzování RC článku pro časové konstanty řádově desítky milisekund snadné. Odpory pracovních rezistorů můžeme volit řádu desítek až stovek kΩ, kapacitor C1 má pak kapacitu nejvýše stovky nF. Konstrukce elektronických zařízení 293 a Q TTL C11µ0 R23K9 +UN R1 10K L H b Q TTL C11µ0 R23K9 +UN R1 15K L H c Q CMOS C1R2 1M0 +UN R1 100K LH 100n 1 1 1 Obr. 10.53: Zpracování signálu ze spínače s využitím invertoru Na Obr. 10.54 jsou nakreslena zapojení klasických korekčních obvodů pro ošetření signálů z mechanických kontaktů využívající klopné obvody RS . V případě zapojení na Obr. 10.54a vstupní přepínač budí klopný obvod RS , sestavený ze dvou hradel NAND. Oba vstupy obvodu RS reagují na sestupnou hranu přiváděného signálu za předpokladu, že druhý vstup má konstantní klidovou úroveň H. Odskoky kontaktů při přepínání nejsou naprosto na závadu, neboť signál na výstupu Q se jednoznačně změní na požadovanou úroveň při prvním dotyku přepínače na druhý kontakt a další případné impulsy, způsobené odskočením kontaktu, jen potvrdí stav výstupu Q. Použijeme-li např. hradla typové řady 74ALS se vstupním proudem IIH = 20 µA a požadujeme-li, aby při napájení UN = 5 V byla na vstupu hradla spolehlivě úroveň H, zvolíme UIH = 3,5 V. Potom N IH 12 6 IH 5 3,5 75 k . 20 10 UU R=R = I      Zapojení lze samozřejmě použít i pro logické obvody CMOS, jen odpory rezistorů R1 a R2 je nutno volit jinak. a TTL Q +UN R2 75K L H Q R1 75K b CMOS +UN R2 100K L H R1 100K & & Q Q 1 1 Obr. 10.54: Zpracování signálu mechanických tlačítek pomocí klopných obvodů RS Na Obr. 10.54b je nakresleno jiné schéma obvodu pro ošetření signálu z mechanických tlačítek. Stlačením tlačítka do polohy H, které může být doprovázeno několika zákmity, hned prvním stykem obou jeho kontaktů se výstup Q klopného obvodu s hradly NOR nastaví na úroveň H. Přechodný děj se zákmity se na výstupu Q neuplatní. Stlačením tlačítka do polohy L 294 Fakulta elektrotechniky a komunikačních technologií VUT v Brně se obdobným způsobem výstup Q klopného obvodu nastaví na úroveň L. Ani v tomto případě se přechodné děje na tlačítku neuplatní. Odpory rezistorů R1 a R2 mohou mít velkou hodnotu díky nepatrnému vstupnímu proudu hradel CMOS. 10.7.7 Připojení nestandardních zátěží Při připojování výstupů logických obvodů jsme vázáni mezními hodnotami výstupního napětí UOH, UOL a proudu IOH, IOL, které udává a zaručuje výrobce pro daný typ logických obvodů. Pokud výstup logického obvodu zatěžujeme pouze přiměřením počtem vstupů logických obvodů stejného typu, nemusíme se výstupními charakteristikami obvodu příliš zabývat. Zátěží však může být dioda LED, elektromechanické relé, logické obvody jiného typu, nebo jakýkoliv jiný obvodový prvek. V tom případě již musíme vzít v úvahu specifika výstupních obvodů konkrétních typů logických obvodů. Typy výstupů logických obvodů U většiny logických obvodů se užívá dvojčinné zapojení se dvěma výstupními tranzistory, přičemž vždy vede pouze jeden z obou tranzistorů. Na Obr. 10.55a, b jsou uvedeny dva příklady provedení koncových stupňů pro obvody TTL a CMOS. Je zřejmé, že u obvodu TTL (Obr. 10.55a) budou značné rozdíly v povolených hodnotách výstupního proudu. Při úrovni L na výstupu (tranzistor T2 rozpojen, T3 sepnut) zřejmě problém s výstupním proudem tekoucím ze zátěže do tranzistoru T3 nebude. Při úrovni H (T2 sepnut, T3 rozpojen) však proud tekoucí do zátěže vyvolá úbytek napětí na rezistoru R3. Proto výstupní proud v úrovni H bude menší než v úrovni L. Např. u obvodů 74ASL se povoluje IOH = -0,4 mA (proud teče do zátěže), kdežto IOL = 8 mA (proud teče ze zátěže). a TTL +UN R3130RR11K6 T2 T2 T1 OUT I0 T3 GND R21K0 b CMOS kanál P T1 OUT I0 GND T2 kanál N c TTL OUT I0 GND d CMOS OUT I0 GND Obr. 10.55: Koncové stupně logických obvodů: a), b) dvojčinný výstup, c), d) výstup s otevřeným kolektorem V případě koncového stupně s tranzistory CMOS (Obr. 10.55b) budou vlastnosti výstupu obdobné, jak pro úroveň H, tak i pro úroveň L. Doporučený výstupní proud se uvádí shodně, jak pro výstupní úroveň H, tak i pro úroveň L. Např. u obvodů 74HC je doporučený výstupní proud maximálně IO = ± 5,2 mA. Drobná odlišnost je pouze ve výstupním odporu při úrovni H Konstrukce elektronických zařízení 295 a při úrovni L, protože sepnutý tranzistor T1 s kanálem P vykazuje v sepnutém stavu odpor ROH ≈ 100 Ω, kdežto tranzistor T2 s kanálem N má odpor ROL ≈ 50 Ω. Pro buzení zátěží větším proudem jsou prakticky ve všech technologiích digitálních obvodů k dispozici invertory či hradla NAND s otevřeným kolektorem, jejichž proudová zatížitelnost výstupu je několikanásobně větší než u běžných typů. Pro obsluhu nestandardních zátěží se proto nejčastěji užívají digitální obvody s otevřeným kolektorem, kdy místo obvyklého dvojčinného zapojení se dvěma výstupními tranzistory je použit pouze jeden spínací tranzistor, jehož emitor (resp. source) je připojen na společný zemní vodič a kolektor (resp. drain) je vyveden z obvodu (viz Obr. 10.55c,d). Pro další využití je nezbytně nutné kolektor (drain) spojit přes rezistor či jinou zátěž s rozvodem napájecího napětí. Ve většině případů je možné připojit zátěž na vyšší napětí, než je napájecí napětí samotného logického obvodu. Pro úplnost ještě poznamenejme, že existuje ještě tzv. třístavový výstup, který umožňuje uzavřít oba výstupní tranzistory tak, že výstup logického obvodu je zcela odpojen. Tyto obvody jsou určeny pro konstrukci digitálních sběrnic. Připojování zátěží při aktivní úrovni H Na Obr. 10.56 jsou uvedeny příklady připojování zátěží k výstupům logických obvodů, kdy aktivním stavem je úroveň H na těchto výstupech. Na Obr. 10.56a je ukázána možnost, jak pro větší proud tekoucí do zátěže použít pomocný spínací tranzistor. Pokud totiž potřebujeme zátěž budit z výstupu obvodu 74ASL, může do báze tranzistoru téct v úrovni H maximálně proud IB = 0,4 mA. Protože tranzistor sepne při napětí UBE ≈ 0,7 V, určí se odpor RB podle vztahu RB = (UOH – UBE)/IB ≈ (UOH – 0,7)/IB. Aby bylo saturační napětí na sepnutém tranzistoru co nejmenší UCES ≈ 0,2 V, doporučuje se volit IB ≈ (0,05 až 0,1) IC. Odtud vyplývá, že proud LED diodou ID může zvolit maximálně ID ≈ IB/0,05 = 0,4 mA/0,05 = 8 mA. Odpor RO pak určíme podle vztahu RO = (UN – UD – UCES)/ID. a TTL +UN RB6K8 IB R0 IC = ID UD b CMOS R0 ID UD c CMOS DRe 1 1 1 1 1 Obr. 10.56: Připojování zátěží při aktivní úrovni H na výstupu logického obvodu Pokud máme větší zátěž připojit k obvodům CMOS, můžeme výstupní proud zvýšit paralelním spojením s dalším výstupem. Musíme však použít stejný typ obvodu a paralelně spojit nejen výstupy, ale i vstupy, aby bylo zaručeno časové krytí při přepínání paralelně spojených výstupů (Obr. 10.56b,c). Pokud použijeme např. obvody 74HC s výstupním proudem IOH ≈ 5,2 mA, může pak do zátěže téct proud až 10,4 mA. V případě spínání LED diody na Obr. 10.56b je tedy nutno volit proud diodou ID ≤ 10,4 mA. Odpor RO se pak určí podle vztahu RO = (UOH – UD) /ID. 296 Fakulta elektrotechniky a komunikačních technologií VUT v Brně Pokud úrovní H chceme budit elektromechanické relé (Obr. 10.56c), musíme jej vybrat tak, aby proud ze spojených výstupů dokázal relé spolehlivě sepnout. Dioda D slouží jako ochrana proti přepětí na cívce relé v okamžiku, kdy se výstup logického obvodu přepne do úrovně L. Připojování zátěží při aktivní úrovni L Na Obr. 10.57 jsou nakresleny příklady zapojení k výstupům logických úrovní, u nichž je aktivním stavem úroveň L. Na Obr. 10.57a je LED dioda řízena ze spojených výstupů logických obvodů. Rezistor RO omezuje proud diodou na hodnotu ID = (UN – UD – UOL) /RO. V případě obvodů 74HC může téci diodou maximálně proud ID ≤ 2 IOL ≈ 2 ∙ 5,2 mA = 10,4 mA. Při požadavku na větší proud diodou LED použijeme některý logický obvod s otevřeným kolektorem nebo s otevřeným drainem (viz Obr. 10.57b). Jestliže je na tranzistor na výstupu logického obvodu rozpojen, teče diodou LED jen malý proud, který ji nerozsvítí. Pokud se výstupní tranzistor v logickém obvodu sepne, bude na výstupu napětí UOL ≈ 0,25 až 0,5 V a proud LED diodou ID bude určen rezistorem RO = (UN – UD – UOL) /ID. Některé typy logických obvodů s otevřeným kolektorem dovolují připojení zátěže na vyšší napětí, než je napájení samotného logického obvodu (viz Obr. 10.57c). Proud cívkou relé je omezen maximálním výstupním proudem logického obvodu. Paralelně k indukční zátěži je zapojena ochranná dioda D, která ochrání výstup logického obvodu proti napěťové špičce vznikající při odpojení indukční zátěže. +UN c TTL/CMOS DRe a CMOS R0 ID UD +UN b TTL/CMOS R0 ID UD +12 V 1 1 1 & Obr. 10.57: Připojování zátěží při aktivní úrovni L na výstupu logického obvodu Spínání výkonových zátěží Zapojení na Obr. 10.58a používá pro spínání větších proudů do zátěže Darlingtonovo uspořádání malovýkonového (T1) a výkonového (T2) tranzistoru. Jako budicí obvod je použit logický obvod NAND s výstupem s otevřeným kolektorem, který aktivuje přes rezistor R0 budicí proud IB do Darlingtonovy dvojice tranzistorů, pokud je výstupní tranzistor logického obvodu rozpojen. Aby byly tranzistory T1 a T2 dobře sepnuty, doporučuje se, aby IB = (0,0025 až 0,005) IZ. Poznamenejme, že výstupní napětí logického obvodu bude 2UBE ≈ 2 ∙ 0,7 = 1,4 V a není proto možné z výstupu logického obvodu budit vstupy jiných logických obvodů. Aby se tranzistor T2 rychleji zavíral, je k jeho přechodu BE paralelně zapojen rezistor R1, který urychluje odvod náboje z báze tranzistoru. Konstrukce elektronických zařízení 297 +UN R0 IB UD 1,2 V a 180R +30 V T1R1 3K3 T2 RZ IZ 8 A b 180R230 V +UN R0optorelé RZ výkonový triak & & Obr. 10.58: Spínání výkonových zátěží Pro spínání velkých proudů do zátěže je možné také použít výkonové tyristory nebo triaky. Na Obr. 10.58b je příklad zapojení pro připojení zátěže RZ k síťovému zdroji 230 V⁓ pomocí výkonového triaku. Ten je spínán pomocí optorelé, které obsahuje diodu LED a malovýkonový triak. Dioda LED se spíná logickým obvodem s otevřeným kolektorem.