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Repositorio Proyecto Fin de Carrera Diseño, construcción y análisis de un convertidor DC Rodrigo González Navas Miguel Samplón Chalmenta Escuela de Ingeniería y Arquitectura Repositorio de la Universidad de Zaragoza http://zaguan.unizar.es Proyecto Fin de Carrera Diseño, construcción y análisis de un convertidor DC -DC de 1 kW Autor Rodrigo González Navas Director Joaquin Mur Amada Ponente Miguel Samplón Chalmenta Escuela de Ingeniería y Arquitectura 2013 Zaragoza – Zaguan http://zaguan.unizar.es Proyecto Fin de Carrera Diseño, construcción y análisis de un CONVERTIDOR DC-DC 2 RODRIGO GONZALEZ NAVAS Resumen El presente proyecto consiste en el diseño, realización y verificación de un elevador de tensión conmutado DC-DC de 24 V a 690 V que formará parte de un inversor con salida trifásica. El elevador tiene una potencia máxima de 1 kW y un rendimiento a potencia nominal del 85%, la salida está aislada de la entrada mediante elementos ópticos y magnéticos, y el rizado a la salida es menor al 1%. Los datos medidos en el prototipo indican que, después del ajuste experimental de la frecuencia de trabajo, el circuito cumple con los requisitos expuestos en el inicio y que realiza la función correctamente, obteniendo incluso un rendimiento superior al esperado. MEMORIA 3 RODRIGO GONZALEZ NAVAS INDICE 1. OBJETO .......................................................................................................................... 5 2. REQUISITOS DEL SISTEMA. ........................................................................................... 6 2.1. Tensión de salida de 690 V. ................................................................................... 6 2.2. Alta Eficiencia. ........................................................................................................ 6 2.3. Potencia de salida de 1 kW. ................................................................................... 6 3. ANTECEDENTES ............................................................................................................. 7 3.1 Convertidor Conmutado. ........................................................................................ 7 3.2 Tipos de convertidores conmutados ...................................................................... 8 3.2.1 Convertidores reductores ................................................................................ 8 3.2.2 Convertidores elevadores ................................................................................ 9 3.2.3 Convertidores reductores-elevadores ........................................................... 10 4. POSIBLES SOLUCIONES AL PROBLEMA ....................................................................... 11 4.1 Topología en medio puente (Half Bridge). ........................................................... 12 4.1.1 Formas de onda .............................................................................................. 14 4.2 Topología en puente completo (Full Bridge) ........................................................ 15 4.2.1 Formas de onda .............................................................................................. 16 4.3 Topología Push Pull ............................................................................................... 17 4.3.1 Análisis de las Formas de onda ...................................................................... 19 4.4 Estrategia de Control ............................................................................................ 21 5. TOPOLOGÍA ELEGIDA ................................................................................................. 22 5.1 Topología Push-Pull............................................................................................... 23 6. DISEÑO ........................................................................................................................ 24 6.1 Control (Motorola SG3525) .................................................................................. 26 6.1.1 Oscilador ......................................................................................................... 27 6.1.2 Amplificador de error. .................................................................................... 28 6.1.3 Etapa de salida. .............................................................................................. 28 6.1.4 Tensión de referencia. .................................................................................... 28 6.2 Transistores de Conmutación ............................................................................... 29 6.2.1 Transistores MOSFET. .................................................................................... 30 CONVERTIDOR DC-DC 4 RODRIGO GONZALEZ NAVAS 6.2.2 Elección del transistor. ................................................................................... 30 6.3 Transformador de alta frecuencia ........................................................................ 32 6.4 Rectificador ........................................................................................................... 34 6.5 Filtro de salida ....................................................................................................... 35 6.6 Realimentación y control ...................................................................................... 36 6.7 Fuente de alimentación lineal de 12 V ................................................................. 38 7. SIMULACIÓN ............................................................................................................... 40 8. MONTAJE DEL PROTOTIPO. ........................................................................................ 44 8.1. Bobinado del transformador. .............................................................................. 44 8.2 Diseño de la PCB. .................................................................................................. 46 9. ANÁLISIS DEL PROTOTIPO ........................................................................................... 48 10. EQUIPO UTILIZADO ................................................................................................... 57 11. CONCLUSIONES ......................................................................................................... 60 12. BIBLIOGRAFIA ........................................................................................................... 61 MEMORIA 5 RODRIGO GONZALEZ NAVAS 1. OBJETO Este proyecto consiste en el diseño, construcción y verificación de un convertidor DC-DC capaz de elevar una tensión de 24 V a una de 690 V y entregar una potencia de 1 kW. El diseño se basa en una topología Push-pull utilizando transistores de potencia Mosfet, transformador de alta frecuencia con toma central y un sistema de realimentación para el control de la tensión de salida. Para el control se va a utilizar un integrado del fabricante Motorola, el SG3525, que integra en su interior el sistema de regulación de tensión y los drivers para poder excitar adecuadamente los transistores Mosfet. Debido a la diferencia de tensiones de entrada y salida, se ha optado por una topología que aísla galvánicamente la entrada de la salida. El diseño se realiza para su integración en un inversor DC-AC trifásico de 1 kW. CONVERTIDOR DC-DC 6 RODRIGO GONZALEZ NAVAS 2. REQUISITOS DEL SISTEMA. Para que el convertidor DC-DC sea integrado en el inversor DC-AC, el diseño debe cumplir los siguientes requisitos. 2.1. Tensión de salida de 690 V. La tensión de salida debe ser de 690 V con el fin de acomodar la entrada para el inversor CC-CA. La fuente debe ser capaz de permanecer constante con carga variable en un rango del ±5% el cual puede ser compensado en el inversor. 2.2. Alta Eficiencia. Debido a que el convertidor es una parte del producto final, la eficiencia debe ser muy alta, para que la eficiencia del conjunto sea lo más alta posible. Sin embargo esta debe estar en compromiso con el precio de los componentes y del sistema. Un rendimiento próximo al 80% sería una buena meta. 2.3. Potencia de salida de 1 kW. El convertidor debe ser capaz de manejar cargas de más de 1 kW. Ya que el objetivo del inversor es proporcionar una potencia de salida de 1 kW, el convertidor debe ser diseñado para manejar una carga de potencia más alta. Pues la potencia de entrada incluye las pérdidas de energía en sí mismo y las pérdidas de potencia en el inversor. MEMORIA 7 RODRIGO GONZALEZ NAVAS 3. ANTECEDENTES La forma más eficiente de transformar una tensión continua a otra continua de mayor diferencia de potencial, y que sea capaz de suministrar cierta potencia, es utilizando un convertidor conmutado. 3.1 Convertidor Conmutado. Un convertidor conmutado (o fuente de alimentación conmutada) es un circuito electrónico que transforma una tensión a otra de distinto valor utilizando los transistores como interruptores, haciéndolos conmutar a frecuencias elevadas (20 kHz hasta 500 kHz típicamente). A diferencia de un regulador lineal que utiliza los transistores polarizados en su región activa, los convertidores conmutados los hacen trabajar entre corte y saturación. La tensión generada por los transistores en conmutación es de forma cuadrada y tiene un valor medio que depende del tiempo que los transistores están en corte y saturación, a esta relación se le llama ciclo de trabajo, que viene dado por la expresión:  =   Donde: D es el ciclo de trabajo t on es la duración de la señal en estado alto T es el periodo de la señal. CONVERTIDOR DC-DC 8 RODRIGO GONZALEZ NAVAS 3.2 Tipos de convertidores conmutados Los convertidores conmutados pueden clasificarse en tres grupos dependiendo del cambio de tensión entre la entrada y la salida, y de si tienen aislamiento entre salida y entrada o no. A continuación se muestran los que no disponen de aislamiento, pues los que aíslan se estudian en un punto posterior dada su importancia para este proyecto. 3.2.1 Convertidores reductores Los convertidores reductores son los que a la salida se obtiene una tensión u s menor que la de entrada u e , la topología principal es la del convertidor Buck, mostrado en la siguiente imagen. Convertidor Buck. [1] Como se ve en la imagen el convertidor Buck no ofrece aislamiento entre las tensiones de entrada y salida. El interruptor controlado S permite la entrada de energía desde la alimentación u e al circuito LCR cuando está cerrado, haciendo que la bobina L se “cargue” en corriente. Cuando está abierto, el diodo D permite la circulación de corriente desde la bobina L al circuito CR. La tensión a la salida del convertidor Buck depende del ciclo de trabajo del interruptor S, según la siguiente función.   =  ∗ Donde: D es el ciclo de trabajo U s es la tensión de salida U e es la tensión de entrada. MEMORIA 9 RODRIGO GONZALEZ NAVAS 3.2.2 Convertidores elevadores Los convertidores elevadores son los que a la salida se obtiene una tensión u s mayor que la de entrada u e , la topología principal es la del convertidor Boost, mostrado en la siguiente imagen. Convertidor Boost. [1] El convertidor Boost tampoco ofrece aislamiento entre las tensiones de entrada y salida, al igual que el convertidor Buck. Cuando el interruptor S está cerrado, permite la carga en corriente de la bobina L. Cuando S está abierto, el diodo D permite la circulación de la corriente de la fuente u e y la bobina L al circuito de salida CR. La tensión a la salida del convertidor Boost depende del ciclo de trabajo del interruptor S, según la siguiente función.   =  1− Donde: D es el ciclo de trabajo U s es la tensión de salida U e es la tensión de entrada. CONVERTIDOR DC-DC 16 RODRIGO GONZALEZ NAVAS - Filtro de reducidas dimensiones. - Bajo ruido y rizado de salida. - Disparo complejo de los transistores de potencia. - Posible desbalance del flujo, lo que implica un riesgo de saturación del núcleo. 4.2.1 Formas de onda Las formas de onda para el convertidor en puente completo se muestran en la siguiente figura. Formas de onda ideales de la topología en puente completo. [1] U S1 y U S2 son las tensiones en los interruptores S 1 y S 2 respectivamente. U L1 y U L2 son las tensiones en el primario y secundario del transformador respectivamente. I Ds1 e I Ds2 son las corrientes en los diodos D S1 y D S2 respectivamente. I L es la corriente por la bobina de salida L. MEMORIA 17 RODRIGO GONZALEZ NAVAS 4.3 Topología Push Pull El convertidor Push Pull se obtiene de la unión de dos convertidores tipo Forward, trabajando en desfase. Así este convertidor tiene la ventaja sobre el forward de que la tensión en bornes del transformador, y por tanto la tensión en bornes del transistor, está limitada al doble de la tensión de entrada. Además no necesita un mecanismo de reset auxiliar. Tiene un rendimiento característico del 80%. También tiene un ciclo de trabajo máximo del 50% para cada transistor, y aísla la salida de la entrada a través de un transformador. Esquema de la topología Push Pull. [1] Ambos interruptores, S 1 y S 2 , se ponen en conducción mediante pulsos alternados. Cuando S 1 se pone en conducción se aplica una tensión en uno de los primarios del transformador, de valor U e . Bajo esta condición, todos los puntos de los restantes bobinados se hacen positivos, y el colector de S 2 soportará 2 U e debido a la acción de su bobinado. El secundario, en el bobinado superior, se induce una tensión U L21 haciendo que el diodo D S1 entre en conducción, transfiriendo energía a la salida. La corriente en primario consiste en la corriente reflejada de secundario más una componente pequeña debida a la inductancia magnetizante. A continuación el control lleva a corte a S 1 y aparece un periodo de noconducción de ningún interruptor de primario. Durante este período el inductor de filtro de salida, L, deberá mantener una corriente circulando y el único camino disponible es por los diodos D S1 y D S2 , la carga de salida y el condensador de filtrado C. CONVERTIDOR DC-DC 18 RODRIGO GONZALEZ NAVAS Esta corriente retornará vía la toma intermedia del secundario. Como ambos secundarios tienen el mismo número de vueltas la corriente de L se reparte a partes iguales por cada uno de ellos. Además la corriente magnetización que ya no tiene camino por donde circular lo hace por ambos secundarios, sumándose por D S1 a I L /2 y restándose por D S2 a I L /2. En un intervalo de S 1 y S 2 a OFF lo hace en el sentido descrito y en el siguiente intervalo de S 1 y S 2 a OFF lo hace en el sentido opuesto. Hay que tener las mismas precauciones en la forma de conmutar los transistores y en que no tenga componente continua la tensión que soporta el primario del transformador como en el medio puente. Por esto las dos partes del bobinado primario deben ser exactamente iguales. Gracias a que el transformador tiene una toma media en el primario los transistores están conectados directamente a la referencia de 0 V de la alimentación siendo mucho más fácil su disparo sin la necesidad de disponer de drivers aislados. Características principales: - Disparo sencillo de los transistores de potencia. - Diseño simple. - Debe cumplirse que V ds > 2V e . - Posible desbalance del flujo, y por tanto riesgo de saturación del núcleo. - Buena utilización del transformador. - Buen filtrado de salida. - Suele emplearse en potencias elevadas. MEMORIA 19 RODRIGO GONZALEZ NAVAS 4.3.1 Análisis de las Formas de onda Las formas de onda del convertidor push pull, pueden verse en la siguiente figura. Formas de onda de la topología Push Pull [1] U S1 y U S2 son las tensiones en los interruptores S 1 y S 2 respectivamente. U L1 y U L2 son las tensiones totales en el primario y secundario del transformador respectivamente. I L11 e I L12 son las corrientes por el primario y el secundario del transformador respectivamente. I Ds1 e I Ds2 son las corrientes en los diodos D S1 y D S2 respectivamente. I L es la corriente por la bobina de salida L. CONVERTIDOR DC-DC 20 RODRIGO GONZALEZ NAVAS Se puede observar por la configuración de los terminales correspondientes del transformador, que cuando ninguno de los dos transistores está en conducción, el interruptor que no conducía, el opuesto al que acaba de cortarse, está sometido, al menos, al doble de la tensión de entrada, ya que los dos bobinados primarios tienen el mismo número de vueltas. Sin embargo la máxima tensión del transistor es una cantidad algo mayor a 2 U e , pues habrá que considerar la contribución de la inductancia de dispersión la cual se dispone en serie con cada uno de los bobinados primarios. Así en el instante de corte, la corriente en el transistor cae rápidamente con un pendiente dI/dt causando un pico positivo de tensión de Ed = L d dI/dt. Un diseño conservador representará asumir un pico de tensión del 30%, así la máxima tensión a soportar por los transistores será:   =1,3∗(2∗  ) El convertidor Push-Pull no es en general la topología más favorecida para aplicaciones conectadas a la red eléctrica, debido a la máxima tensión que deben soportan los interruptores. Sin embargo para aplicaciones de baja tensión de entrada, esta técnica push-pull tiene alguna ventaja sobre los convertidores puente o semipuente, pues sólo un semiconductor está en serie con la alimentación y con el primario en cada instante, aplicando toda la alimentación sobre el primario. Además al estar ambos transistores referidos a masa no se requiere un disparo aislado. MEMORIA 21 RODRIGO GONZALEZ NAVAS 4.4 Estrategia de Control En estas topologías existen dos posibilidades de configuración, en lazo abierto y control en lazo cerrado. En lazo abierto, la tensión de salida no aparece en el circuito de control, con lo que hace imposible su regulación, en este caso el ciclo de trabajo es constante y la tensión de salida sería variable en un rango dependiendo de la carga conectada a la salida. En este caso que nos ocupa, necesitamos de un sistema en lazo cerrado para poder regular la tensión de salida y que al inversor le llegue siempre la tensión necesaria. Como en cualquier circuito donde la salida se necesita que se encuentre entre un cierto nivel, debe haber una manera de comparar la salida real con la salida deseada. Este control tiene que aislar la salida de la entrada, y ser capaz de dar realimentación. Para esto se suele usar un aislador óptico o magnético que proporciona el aislamiento deseado de la salida a la entrada. La figura es el diagrama de flujo de una posible implementación de control de la tensión de salida con modulación de ancho de pulso, PWM. En este caso el control aumenta o disminuye el ciclo de trabajo de los transistores haciendo que la tensión media de salida aumente o disminuya respectivamente. Diagrama de flujo del control CONVERTIDOR DC-DC 22 RODRIGO GONZALEZ NAVAS 5. TOPOLOGÍA ELEGIDA Para decidir que topología usar en este proyecto se han seguido unas pautas de comparación teniendo en cuenta los aspectos más relevantes de cada topología. En un principio la mejor topología es la de puente completo ya que es la más eficiente. Sin embargo, este alto rendimiento solo se consigue para altas potencias de salida, también tiene el problema de que son cuatro transistores y se necesitan drivers más complejos para poder disparar correctamente los transistores conectados a +Vcc. Por el contrario el transformador es más fácil de construir y diseñar ya que a priori solo tiene un devanado primario y un devanado secundario. La siguiente a elegir seria la Push pull, esta tiene un rendimiento bastante alto y se consigue para un rango de potencia bastante amplio, solo se necesitan dos transistores y ambos están conectados a la referencia del circuito con lo que son mucho más fáciles de disparar con un driver sencillo. El único problema es el diseño del transformador que necesita de un devanado primario con toma central y ambos medios primarios deben ser magnéticamente iguales (en el secundario se puede optar por un devanado simple o doble igual que el primario). La topología en medio puente se utiliza normalmente cuando la entrada de tensión es más alta que la salida, en fuentes conmutadas que se alimentan de la red de 230 V eficaces para obtener tensiones más bajas de 24 V, 12 V, 5 V… La topología elegida ha sido la Push Pull, y las especificaciones que debe cumplir son las siguientes: Especificaciones requeridas Topología: Push Pull Eficiencia: >80% Control: En tensión aislado Rizado: ≤ 2% Potencia: ≥ 1 kW Tensión entrada: 24 V Tensión de salida: 690 V MEMORIA 23 RODRIGO GONZALEZ NAVAS 5.1 Topología Push-Pull La topología push-pull es una elección ideal para este convertidor DC-DC por múltiples razones, la más importante es el aislamiento entre la fuente de entrada y la salida que proporciona el transformador y la realimentación con aislamiento óptico. Otro factor decisivo es la facilidad de disparo de los transistores frente al diseño en puente completo, gracias a solo tener que disparar un transistor a la vez los tiempos de conmutación son menos críticos. Otro factor importante es que la topología pushpull es comúnmente usada para este nivel de potencia, esto hace que el circuito sea más fiable. A pesar de que en la topología push-pull está documentado que puede tener un rendimiento por encima del 90%, son de diseños muy especializados y utilizando componentes de alta gama. En la mayoría de los productos de consumo nos solemos encontrar con rendimientos del 80% para este tipo de fuentes conmutadas. Sobre esta base de conocimiento previo, un rendimiento del 80% parece una meta razonable. Un rizado en la tensión de salida de no más del 2% es un rizado bastante aceptable, y la razón de éste es asegurarnos que el ruido introducido en la etapa inversora DC-AC sea el mínimo posible. Sin embargo este valor se podría llegar a cambiar según las necesidades del inversor. La realimentación en tensión se utiliza para regular activamente la salida del convertidor. Al variar el ciclo de trabajo de los transistores en el lado primario del transformador, basado en el control, la tensión se consigue mantener constante para diferentes corrientes de salida. El bucle de realimentación será aislado ópticamente mediante un opto acoplador para asegurar el aislamiento de la entrada con la salida. CONVERTIDOR DC-DC 24 RODRIGO GONZALEZ NAVAS 6. DISEÑO El esquema que se muestra en la figura es el circuito del convertidor DC-DC de 24 V a 690 V, básicamente los transistores N-MOS están conectados a la alimentación como interruptores, cada interruptor induce una corriente a través del transformador de forma alternativa. Si los transistores se encuentran activados al mismo tiempo se produce un cortocircuito en la alimentación y saturará el transformador, para esto se utiliza un tiempo muerto entre la conmutación de un transistor y otro. Esquema general del convertidor Push-Pull El transformador ideal debería tener una relación de transformación de 1:14.5 para que cuando en una mitad del primario tengamos 24 V en el secundario tengamos 690 V. Los cuatro diodos colocados en el secundario del transformador forman un rectificador en onda completa, para proteger los diodos frente a picos de tensión debidos a la conmutación se ha colocado una red snubber. MEMORIA 25 RODRIGO GONZALEZ NAVAS Después de este punto, la corriente pasa a través del filtro L-C, este filtro actúa como un filtro paso bajo, bloqueando la señal de alta frecuencia y obteniendo solo la señal continua que nos interesa. En este punto de explicación general del circuito, es importante revisar el esquema de control, que se muestra en la siguiente figura, La tensión de salida del convertidor se escala a una tensión baja por medio de una resistencia y un diodo zener, esta tensión se introduce a un opto acoplador para aislar la parte de potencia de la de control. Esquema general de control La realimentación no es lineal debido al opto acoplador, pero este problema se soluciona linealizando la señal de salida del opto acoplador mediante un divisor resistivo y un condensador, gracias a esto, el control varia el ciclo de trabajo poco a poco aunque la señal de realimentación cambie de forma brusca. CONVERTIDOR DCDC RODRIGO GONZALEZ NAVAS 6 .3 Transformador Cuando se empieza el diseño de un transformador, e figura, hay algunos parámetros clave que se necesitan antes de realizar el diseño del transformador. Transf Estos pará metros se basan en la ecuación siguiente se comporta un diseño push Lo primero son las tensiones de entrada y de salida, Este diseño se está rea lizando para un tensión de entrada de 24 Otro parámetro que debe ser elegido es a que ciclo de trabajo van a funcionar los transistores para ob tener esa tensión a la salida. Cada transistor no puede tener más de un 50% de ci clo de trabajo, estando este limitado por la propia topología push pull, también es necesario un tiempo muerto entre los pulsos de un transistor y otro, para evitar la circulación de corriente en ambos devanados al mismo tiempo. La relación de transformac ya que aunque alimentamos el diseño a una tensión de 24 tiene e l primario del transformador entre extremos es el secundario es de 690 V , calcularemos el número de vueltas y redondearemos al alza de regulación se reducirá el ciclo de trabajo ajustando la tensión de salida. DC RODRIGO GONZALEZ NAVAS .3 Transformador de alta frecuencia Cuando se empieza el diseño de un transformador, e n este caso como el de la figura, hay algunos parámetros clave que se necesitan antes de realizar el diseño del Transf ormador con núcleo ETD44. metros se basan en la ecuación siguiente , que es la que indica cómo se comporta un diseño push -pull.  !" =2 ∗ # $ # % ∗  ∗  & Lo primero son las tensiones de entrada y de salida, Este diseño se está lizando para un tensión de entrada de 24 V y 690 V de tensión de salida. Otro parámetro que debe ser elegido es a que ciclo de trabajo van a funcionar tener esa tensión a la salida. Cada transistor no puede tener clo de trabajo, estando este limitado por la propia topología push pull, también es necesario un tiempo muerto entre los pulsos de un transistor y otro, la circulación de corriente en ambos devanados al mismo tiempo. La relación de transformac ión N 2 /N 1 se calcula teniendo en cuenta la topología, ya que aunque alimentamos el diseño a una tensión de 24 V. R ealmente la tensión que l primario del transformador entre extremos es 48 V porque tiene toma media , lo que nos da una relación de 14,37. A la hora de bobinar el número de vueltas y redondearemos al alza , luego mediante el sistema de regulación se reducirá el ciclo de trabajo ajustando la tensión de salida. 32 este caso como el de la figura, hay algunos parámetros clave que se necesitan antes de realizar el diseño del , que es la que indica cómo Lo primero son las tensiones de entrada y de salida, Este diseño se está V de tensión de salida. Otro parámetro que debe ser elegido es a que ciclo de trabajo van a funcionar tener esa tensión a la salida. Cada transistor no puede tener clo de trabajo, estando este limitado por la propia topología push - pull, también es necesario un tiempo muerto entre los pulsos de un transistor y otro, la circulación de corriente en ambos devanados al mismo tiempo. se calcula teniendo en cuenta la topología, ealmente la tensión que porque tiene toma media y la hora de bobinar luego mediante el sistema de regulación se reducirá el ciclo de trabajo ajustando la tensión de salida. MEMORIA 33 RODRIGO GONZALEZ NAVAS Los transformadores usados en topologías push-pull normalmente tienen múltiples devanados, en este diseño tendremos un primario con toma media y un secundario simple. Debido a que el diseño final debe ser capaz de funcionar a 1 kW de potencia se optó por usar dos transformadores de 500 W y hacerlos trabajar en paralelo con dos circuitos independientes. Esto fue debido a que el coste de un transformador de 1 kW y sus dimensiones, tanto como la dificultad para bobinarlo (mayores corrientes en primario) eran más elevadas que en dos de 500 W. El núcleo ha sido elegido teniendo en cuenta la frecuencia de funcionamiento, y la potencia máxima a la que tiene que funcionar el transformador. También hay que tener en cuenta que el núcleo no debe saturarse en ningún momento. Por todo esto se ha elegido un núcleo del fabricante Epcos, en concreto el modelo ETD44 con ferritas de material 3C90 que nos proporciona unas pérdidas muy bajas a la frecuencia de funcionamiento, y nos permite manejar una potencia de 500 W. Las características del núcleo están disponibles en el datasheet que proporciona el fabricante y las más importantes a tener en cuenta son las siguientes. Área efectiva 173 mm 2 , µ e = 1800 y con una densidad de flujo magnético de 200 mT a 100 kHz, tenemos unas pérdidas de 2.3 W Para saber las espiras que debe tener nuestro primario del transformador, usaremos la ecuación: # % = & ∗10 ( 4∗*∗+∗, donde V in es la tensión del primario del transformador, f es la frecuencia de funcionamiento, a es el área efectiva del núcleo en cm 2 , y B es la densidad de flujo magnético en gauss. # % =48∗10 ( 4∗500ℎ2∗17344 $ ∗2004 Lo que nos da un primario con 6 vueltas. Por ende las vueltas del secundario serán 6 * 14.37 = 86.22 vueltas, redondeamos hacia arriba y obtenemos 87 vueltas en el secundario. CONVERTIDOR DC-DC 34 RODRIGO GONZALEZ NAVAS 6.4 Rectificador El rectificador está compuesto por 4 diodos formando un rectificador de onda completa, en esta configuración cada diodo debe aguantar la tensión:  55 ≥ 5 =2 78 ∗#  # 9 − : =2∗24∗87 6−1=695 En este caso, para que los diodos aguanten la tensión perfectamente se eligen unos diodos de 1000V. La corriente que va a circular por cada diodo es: = :> ≥= ? 2=0.73@ El diodo Elegido es un MUR8100E del fabricante ON Semiconductor, el cual tiene las siguientes características: V RRM = 1000 V I F(AV) = 8 A V F = 1.5 V T rr = 75 ns MEMORIA 35 RODRIGO GONZALEZ NAVAS 6.5 Filtro de salida El filtro de salida debe ser un filtro L-C pues la tensión que llega al filtro es una señal cuadrada. Como los condensadores, producen picos importantes de corriente ante cambios bruscos de tensión, se coloca una inductancia serie haciendo que la corriente sea cuasi constante. El filtro corresponde a un filtro paso bajo, el cual elimina la componente armónica de la señal y nos deja solo la parte continua, que es la que necesitamos a la salida. Para calcular los valores de L1 y C1, utilizamos la formula: @ =(1−2∗)∗ !" 32∗* $ ∗A∗B Donde AV es el rizado de tensión, D es el ciclo de trabajo, f es la frecuencia en Hz, L es la inductancia en Henrios y C es la capacidad en Faradios. El condensador elegido debe aguantar la tensión máxima de salida de 690 V, en este caso se ha elegido un condensador de 100 µF y 800 V. Como un condensador de esta tensión es bastante voluminoso y caro, se ha optado por poner dos condensadores de 220 µF y 400 V en serie, y así obtener el deseado. La inductancia se ha elegido una de 100 µH y 2 A. CONVERTIDOR DC-DC 36 RODRIGO GONZALEZ NAVAS 6.6 Realimentación y control El circuito de realimentación (mostrado en la figura) se encarga de suministrar de una señal equivalente y proporcional a la de salida en forma y tensión, de esta forma el control interno del SG3525 puede actuar en consecuencia y reducir o aumentar el ciclo de trabajo de los transistores de conmutación. En la imagen se muestra el amplificador de error interno del integrado SG3525 para entender mejor su funcionamiento. La tensión de salida se aplica entre los diodos zener D6 y D7 haciendo que esta se recorte según la tensión de estos diodos zener, R6 se encarga de limitar la corriente que va a pasar por el diodo emisor del opto-acoplador 4N35. La tensión que cae en el diodo emisor es de 1.2 V según el datasheet y la corriente necesaria para excitar al transistor correctamente es de unos 10mA. Como a la salida necesitamos una tensión de 690 V, colocamos dos diodos zener de 200 V cada uno, así entre R9 y el diodo emisor tendremos 290 V, menos los 1.2 V que caen en el diodo emisor nos quedan 288.8 V en R9, la cual calculamos con la ley de Ohm: C9= 5 ==288.8D 104@ =28.880Ω La potencia disipada por la resistencia se calcula con la siguiente expresión: MEMORIA 37 RODRIGO GONZALEZ NAVAS F 5G = 5 ∗= =288.8D∗104@=2.88H De igual manera la potencia que tienen que disipar los diodos Zener será: F 7I,7J = KL ∗= =200D∗104@=2H Una vez calculados los componentes del lado de potencia, pasamos al lado de control. Cuando el transistor del opto-acoplador se activa conecta la tensión de referencia del integrado SG3525, V ref con la entrada negada del operacional, que al no tener realimentación actúa como un comparador, en la entrada no negada tenemos una tensión dada por el divisor de tensión creado por R8 y R6, conectado a V ref , esta tensión la dejaremos en 1 / 2 de V ref . De esta forma cuando la tensión de salida llegue a 690V el transistor del optoacoplador conducirá poniendo más tensión en la entrada negada que en la no negada y por tanto en la salida del operacional saldrá 0V lo que hace que el ciclo de trabajo se reduzca ya que C7 se descargará. Cuando la tensión de salida sea menor de 690V el transistor del opto-acoplador entrará en corte, con lo que la tensión en la entrada negada será menor que la entrada no negada, teniendo a la salida del operacional una tensión igual a Vcc, el condensador C7 se cargará y el ciclo de trabajo aumentará. El condensador C7 se ha elegido experimentalmente ya que no se tenían los datos suficientes del amplificador operacional interno para calcularlo. CONVERTIDOR DC-DC 38 RODRIGO GONZALEZ NAVAS 6.7 Fuente de alimentación lineal de 12 V El circuito integrado SG3525, se puede alimentar a un alto rango de tensiones y no sería necesario hacer una fuente propia para él, pero debido a que los transistores se disparan directamente con el driver interno del propio integrado si usamos la tensión de 24 V como alimentación, a la puerta de los transistores llegarían los 24 V destruyéndolos por exceso de tensión de puerta. [3] También al disminuir la tensión de disparo a 12 V, en la conmutación a OFF de los transistores, habrá que desalojar mucha menos carga y conmutará antes. Para evitar esto se ha diseñado una fuente de alimentación muy simple que incluye un regulador lineal de la serie LM78XX, como la tensión que vamos a usar es de 12 V, usaremos el LM7812. El esquema de la fuente se puede ver en la siguiente imagen. Este regulador lineal es capaz de suministrar una corriente constante de 1 A y solo necesita de dos condensadores para funcionar de forma adecuada, se ha elegido uno a la entrada de 100 uF y 50 V y otro a la salida de 100 uF y 25 V. Debido a que esta fuente solo va a alimentar el control y los driver de disparo de los transistores, la corriente que deba suministrar no va a ser alta, y apenas llegará a los 200 mA, pero la potencia que va a tener que suministrar si va a ser importante, pues tiene que disminuir la tensión de 24 V a 12 V. Con lo que la potencia será: F M$$ =12D∗0.3@=3.6H MEMORIA 39 RODRIGO GONZALEZ NAVAS Como vemos, con esta potencia que tiene que disipar, hay que colocarle un disipador, el cual tendrá que tener una resistencia térmica inferior a la calculada a continuación. F M$$ =  N −  O NP +O P +O  Donde T j es la temperatura de la unión, T a es la temperatura ambiente, θ jc es la resistencia unión-capsula, θ cs es la resistencia térmica capsula-disipador y θ sa es la resistencia térmica disipador-ambiente. Estas constantes se obtienen en el datasheet del fabricante del LM7812 [4], y sustituyéndolas en la formula queda como sigue. 3.6H = 150°B−25°B 5°B H Y +1°B H Y +O  Despejando: O  ≤28.72°B H Y  Un disipador pequeño para encapsulado TO220 valdrá perfectamente ya que suelen tener una resistencia térmica de unos 15 °C / W . CONVERTIDOR DC-DC 40 RODRIGO GONZALEZ NAVAS 7. SIMULACIÓN Para la simulación del circuito se ha usado el programa Multisim, que ofrece una rápida idea de cómo va a responder el circuito diseñado, en la siguiente figura se puede ver el esquema montado en el simulador. En la figura siguiente, podemos ver las señales obtenidas en la simulación que corresponden a las tensiones de disparo y las tensiones de los transistores mosfet, con un ciclo de trabajo de 0.25. Tensiones: V ds1 (50V/div) , V gs1 (10V/div) , V ds2 (50V/div) , V gs2 (10V/div) MEMORIA 41 RODRIGO GONZALEZ NAVAS Donde: V ds1 es la tensión drenaje – fuente del transistor S1. V gs1 es la tensión puerta – fuente del transistor S1. V ds2 es la tensión drenaje – fuente del transistor S2. V gs2 es la tensión puerta – fuente del transistor S2. Se puede comprobar cómo la tensión V ds1 cae a 0 V cuando se dispara el transistor S 1 , luego sube a V e mientras pasa el tiempo muerto en el que no hay ningún transistor a on. Cuando se dispara el transistor S 2 , el transistor S 1 soporta 2V e , debida a la tensión que se induce en el bobinado superior al estar el inferior conectado a V e . Se puede ver que las señales salen muy limpias gracias a que el transformador es ideal y no se tienen en cuenta las inductancias internas. Para obtener las señales lo más parecidas a las reales se han añadido unas inductancias en el esquema. Esquema modificado con inductancias parasitas del transformador. Ahora las señales medidas son más reales y se obtienen los picos de tensión de las conmutaciones de los transistores. CONVERTIDOR DC-DC 48 RODRIGO GONZALEZ NAVAS 9. ANÁLISIS DEL PROTOTIPO Una vez montado el prototipo se ha procedido a su conexión, pero a una alimentación de 12 V que no es capaz de suministrar una alta corriente, también se añade en serie un fusible de 20 A. Todo esto es para limitar la destrucción de componentes ante un posible fallo en el circuito.. Se ha habilitado en la PCB una conexión que activa los circuitos de control de ambos convertidores, esto permite hacerlos funcionar por separado, para poder analizar mejor su funcionamiento. Una vez comprobado que la tensión de salida está en torno a los 340 V en continua y que la corriente en vacio es baja, se ha conectado a una tensión de 24 V para proceder a comprobar las señales en el circuito. Lo primero de todo es comprobar las señales a la salida del SG3525 y sus respectivas en las puertas de los transistores, en la siguiente imagen podemos ver las capturas del osciloscopio. Señales de disparo a la salida del SG3525 Se puede observar que la frecuencia de funcionamiento es de 29.76 kHz y debería ser de 50 kHz, por alguna razón el oscilador no está funcionando como debiera, aunque el resto del circuito si porque tenemos una tensión alta a la salida. Como el oscilador forma parte del integrado SG3525, lo primero será comprobar la resistencia y condensador que marcan la frecuencia de oscilación. Según MEMORIA 49 RODRIGO GONZALEZ NAVAS los cálculos realizados, deberían ser de 2200 Ω la resistencia y de 10 nF el condensador. Los componentes son los correctos, y como la frecuencia difiere tanto de la buscada, se decide cambiar el conjunto R-C completo, empezando por un condensador de 1 nF y según la grafica se necesita una resistencia de unos 20 kΩ, pero visto que antes la frecuencia era mucho menor, se decide poner una resistencia de 15 kΩ. La siguiente captura de osciloscopio muestra las señales de salida del SG3525 Señales de disparo a la salida del SG3525 Podemos ver que ahora la frecuencia de disparo es exactamente 50kHz. Siguiendo con la comprobación de señales se miran a continuación la señal de disparo (salida del SG3525) y su correspondiente en la puerta del transistor “T1” (tomado como referencia para las gráficas). Señal de disparo en naranja y señal V GS(T1) en morado. CONVERTIDOR DC-DC 50 RODRIGO GONZALEZ NAVAS Se observa como la señal V GS(T1) sigue el proceso típico de carga de puerta de un Mosfet. A continuación se muestra una captura de la señal de alimentación de 24 V y de su rizado eliminando la componente continua mediante la opción “acoplamiento AC” en el osciloscopio. Señal de alimentación de 24 V en naranja, y en azul solo el rizado. Se observa como tiene picos negativos de unos 2 V debidos a la propia conmutación del circuito, se podría tratar de eliminarlos colocando condensadores de tantalio y otros de alta frecuencia que los filtraran. Para observar el funcionamiento y conmutación de los transistores Mosfet se han capturado las señales de disparo en puerta (V GS(T1) ) y las de drenador-surtidor (V DS(T1) ), se muestran a continuación en diferentes estados del transistor. Señal V GS(T1) en naranja y V DS(T1) en azul MEMORIA 51 RODRIGO GONZALEZ NAVAS Señal V DS(T1) en azul, y señal V DS(T2) en naranja. Los transistores tardan en conmutar la tensión apenas 100 ns, lo que nos indica que son bastante rápidos, y que funcionan bien en este circuito. También podemos observar como hay unas oscilaciones en la conmutación de ON a OFF, estas son debidas al cambio brusco de corriente en las inductancias del transformador. Sería bueno incluir una red Snubber en el primario del transformador para intentar minimizar estas oscilaciones, que si son muy altas pueden llegar a la tensión de ruptura del transistor y destruirlo. Se observa que la tensión en corte está siempre sobre los 48 V, y la del pico de conmutación sube casi hasta los 60 V. Señal V DS(T1) en azul y señal I D(T1) en naranja Para poder medir la corriente por el transistor, se ha intercalado en serie con el drenador una resistencia de 0.5 Ω, por lo tanto si en la imagen tenemos unos 2.4 V en estado de conducción, significa que están circulando unos 4.8 A por el transistor. De corriente de pico son unos 17 A. CONVERTIDOR DC-DC 52 RODRIGO GONZALEZ NAVAS Señal en el primario del transformador, cursores midiendo tensión En la imagen de la señal del primario del transformador, se ve una señal cuasi cuadrada de niveles de tensión entre 45.6 V y -45.6 V, siendo próximos a dos veces la señal de alimentación. Y en la imagen siguiente se observa que la frecuencia de conmutación que le llega al transformador son los 50 kHz para los que se diseñó. Señal en el primario del transformador, cursores midiendo tiempo. Una vez comprobado que las señales de la parte del primario son correctas y con las formas esperadas, se procede a comprobar el secundario. Como en el secundario aparecen tensiones de hasta 1400 Vpp, se utiliza para su medida una sonda diferencial aislada, marca Hameg HZ115 capaz de medir tensiones de hasta 1500 Vpp. MEMORIA 53 RODRIGO GONZALEZ NAVAS La siguiente imagen muestra las señales en el primario y secundario del transformador, en las cuales se puede observar como de unos 95Vpp en el primario, pasan a 1400Vpp en el secundario, lo que nos da una relación de transformación de 14.7, que coincide con la calculada. Señales en el primario del transformador en naranja, y en el secundario en verde. Y la señal en la salida del convertidor que está en torno a los 652 V debido a que el circuito de realimentación y control regula a una tensión menor a la calculada, para corregirlo basta con ajustar la resistencia en serie con los diodos zener. Señal de salida del convertidor, y la misma pero solo la parte AC para ver el rizado. Se observa que el rizado de la señal es de unos 2.4 V y los picos de tensión que en ella se producen son de unos 6 V, lo que es equivalente a un 0.86 % en tensión. Todas las señales se han medido con el circuito funcionando a corriente nominal, conectándole una carga de 470 Ω a la salida, y a la entrada una tensión de 24 V obtenidos de una fuente de alimentación industrial. CONVERTIDOR DC-DC 54 RODRIGO GONZALEZ NAVAS En la siguiente foto se puede ver el prototipo montado en la mesa, con los equipos utilizados para las pruebas. Equipo utilizado para probar el prototipo del convertidor. Las medidas finales realizadas han sido las de tensión y corriente absorbidas de la fuente de alimentación y la tensión y corriente entregadas a la carga resistiva, dando los siguientes resultados:  "L[ =24 = "L[ =44.6@F "L[ =24∗44.6=1070.4H  \&[ =652 C PL] =470ΩF \&[ =652 $ 470 =904.5H Con lo que el rendimiento será: ^ = 904.5 1070.4∗100=84.5% El cual está por encima de la meta propuesta al inicio del proyecto. MEMORIA 55 RODRIGO GONZALEZ NAVAS Para las pruebas se colocaron unos disipadores excesivamente grandes en los transistores de conmutación para evitar su calentamiento, pero ahora que experimentalmente se ha calculado la potencia que se pierde en el circuito, se puede calcular el disipador adecuado para ellos. Se supone que la mayor potencia va a ser disipada en los transistores de conmutación, en los transformadores y en los diodos rectificadores. Para el cálculo de los disipadores de los transistores se puede aproximar a que toda la potencia la van a disipar los propios transistores, ya que, aunque el disipador será de menor resistencia térmica, y por lo tanto de mayor tamaño, hará que los transistores trabajen a menor temperatura. Por lo tanto, la potencia disipada por todos los transistores será: F "L&"L =1070.4−904.5=165.9H Según el datasheet tenemos que la temperatura máxima en la unión (Tj) es de 175°C y la resistencia térmica unión-capsula (θjc) es de 1.3°C/W. Como vamos a intercalar una capa de aislante eléctrico de mica, para usar el mismo disipador para cuatro transistores, tendremos en cuenta la resistencia térmica de la mica (θcs), que es de 1.4°C/W. Al tener ocho transistores en total, pero cuatro en cada disipador, cada disipador deberá disipar una potencia de: F [&&9[L =165.9/2=82.95H Hay que tener en cuenta que el disipador tiene cuatro transistores conectados, y cada uno disipa unos 20 W, no podemos poner en el cálculo del disipador la resistencia térmica de un transistor, tenemos que poner el equivalente de colocar resistencias térmicas en paralelo, con lo que la resistencia térmica equivalente será: O N(`.) =1.3+1.4 4=0.675°B/H CONVERTIDOR DC-DC 56 RODRIGO GONZALEZ NAVAS Por lo tanto la resistencia térmica del disipador será: O  = N −  F−O N(`.) =175−25 82.95 −0.675=1.13°B/H El disipador a colocar en los transistores debe tener una resistencia térmica menor a 1.13°C/W. El disipador de la siguiente imagen tiene una resistencia de 1.1°C/W, y la forma lo hace idóneo para su colocación en el circuito. Disipador de 1.1°C/W En las anteriores imágenes del circuito completo, se puede ver este disipador ya colocado. MEMORIA 57 RODRIGO GONZALEZ NAVAS 10. EQUIPO UTILIZADO Los equipos de medición usados en las pruebas son los siguientes: - Osciloscopio Tektronix TDS2024C, con una frecuencia de muestreo de 200 MHz y cuatro canales de entrada. Osciloscopio Tektronix TDS2024C - Sonda diferencial aislada Hameg HZ115, capaz de medir hasta 1500 Vpp Sonda Hameg HZ115